CN108833314A - 一种ufmc***无线信道估计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了UFMC***无线信道估计方法,包括如下步骤:步骤一,发射端的序列发生器发送子载波序列组,经过带通滤波器截取,得到信息序列;步骤二,将信息序列进行IFFT变换;步骤三,将的变换后信息序列与子带滤波器进行卷积;步骤四,将卷积后信息序列进行按位相加;步骤五,根据按位相加后的信息序列在信道传播过程中遇到频偏和噪声的影响,计算接收端处得到的信息序列;步骤六,根据接收端处得到的信息序列的最右端进行补零处理;步骤七,对处理后信息序列进行FFT变换;步骤八,将FFT变换后信息序列通过1/Fi(p)滤波器,得到滤波后信息序列。本发明公开的UFMC***无线信道估计方法,可以获得更为精确的信道估计结果,同时它的复杂度相对较低。
Description
技术领域
本发明涉及多载波传输技术领域,尤其涉及一种UFMC***无线信道估计方法。
背景技术
面向2020年及未来,移动互联网和物联网业务将成为移动通信发展的主要驱动力,为第五代移动通信(5G)提供了广阔的应用前景。长期演进技术(Long Term Evolution,LTE)中严格的同步和正交技术已经不完全适用于5G。
在***移动通信(4G)中,由于信号在传输的过程中容易受到多普勒效应和多径衰落信道的影响,信号会产生失真。为了抑制多径信道的符号间干扰和保证下行信号或上行信号之间的正交性,在正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)符号前需要加入循环前缀(Cyclic Prefix,CP),但同时也降低了频谱效率。未来的5G提出了许多新型的多载波技术,滤波器组多载波(Filter Bank Multicarrier,FBMC)、滤波正交频分复用(Filter Orthogonal Frequency Division Multiplexing,F-OFDM)、通用滤波多载波(Universal Filtered Multicarrier,UFMC)等。UFMC能够减少带外泄漏,提高***的频谱效率,因此对未来5G通信***有相当的参考意义。
然而,UFMC对带外泄露的抑制能力有限,同时由于***中的滤波器较多,因此不可避免地会带来复杂度的增加并影响了接收端信道估计的准确度。因此如何在***复杂度增加不多的同时提高估计精度是UFMC的一个研究热点。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种低复杂度高估计精度的UFMC***无线信道估计方法,为了解决上述问题,本发明提供一种UFMC***无线信道估计方法,包括如下步骤:
步骤一,发射端的序列发生器发送子载波序列组,子载波序列组经过带通滤波器截取,得到信息序列;
步骤二,对步骤一中得到的信息序列进行IFFT变换,得到变换后信息序列;
步骤三,将步骤二中得到的变换后信息序列与子带滤波器进行卷积,得到卷积后信息序列;
步骤四,将步骤三中得到的卷积后信息序列进行按位相加,得到按位相加后的信息序列;
步骤五,根据步骤四中得到的按位相加后的信息序列在信道传播过程中遇到频偏和噪声的影响,计算接收端处得到的信息序列;
步骤六,根据步骤五中接收端处得到的信息序列的最右端进行补零处理,得到处理后信息序列;
步骤七,对步骤六中的处理后信息序列进行FFT变换,得到FFT变换后信息序列;
步骤八,将步骤七中的FFT变换后信息序列通过1/Fi(p)滤波器,得到滤波后信息序列。
进一步地,在步骤一中,发射端发送一组4N点频域序列组X(k)=[X(0),X(1),…,X(4N-2),X(4N-1)]T,0≤k≤4N-1;经过4个不同的带通滤波器来分别截取其中的N个序列,得到:Xi(m)=[X((i-1)N),X((i-1)N+1),…,X(iN-2),X(iN-1)]T;1≤i≤4,0≤m≤N-1。
进一步地,在步骤二中,将Xi(m)进行N点的IFFT变换,得到:xi(m)=IFFTN{Xi(m)}=[x((i-1)N),x((i-1)N+1),…,x(iN-2),x(iN-1)]T,1≤i≤4,0≤m≤N-1。
进一步地,在步骤三中,将xi(m)经过子带滤波器fi(l)进行滤波处理,得到:xi′(n)=xi(m)*fi(l)=[xi′(0),xi′(1),…,xi′(N+L-2),xi′(N+L-1)]T,1≤i≤4,0≤m≤N-1,0≤l≤L-1,0≤n≤N+L-1,fi(l)为子带i的滤波器的冲激响应。
进一步地,在步骤四中,将xi′(n)进行按位相加,合成一个新的序列组x′(n),x′(n)的表达如下:
其中,1≤i≤4,0≤n≤N+L-1。
进一步地,在步骤五中,根据x′(n)在信道传播过程中遇到频偏和加性高斯白噪声的影响,计算在接收端处得到的y′(n),y′(n)的表达如下:
其中,0≤n≤N+L-1,ε为频偏,w(m)为x″(m)在信道中传播时所遇到的加性高斯白噪声。
进一步地,在步骤六中,将y′(n)的最右端***N-L个零,得到y′(p),其中y′(p)的表达如下:
其中,0≤p≤2N-1。
进一步地,在步骤七中,将y′(p)进行2N点的FFT变换,得到:Y′(p)=FFT2N{y′(p)}=FFT2N{h(n)*fi(l)*IFFTN{Xi(m)}+w(n)}=H(p)·Fi(p)·Xi(p)+W(p);其中,0≤p≤2N-1。
进一步地,在步骤八中,将Y′(p)通过一个1/Fi(p)滤波器,得到Y″(p),Y″(p)的表达如下:
其中,0≤p≤2N-1。
本发明具有如下有益效果:
本发明公开的一种UFMC***无线信道估计方法,可以获得更为精确的信道估计结果,同时由于仅仅增加了一个1/Fi(p)滤波器,因此它的复杂度相对较低。
附图说明
图1是本发明实施例中提供的X(k)经过步骤一之后,得到的子载波序列组Xi(m)(1≤i≤4,0≤m≤N-1)的结构图;
图2是本发明实施例中提供的将xi(m)(1≤i≤4,0≤m≤N-1)经过步骤三之后,得到的子载波序列组xi′(n)(0≤n≤N+L-1)的结构图;
图3是本发明实施例中提供的将y′(n)(0≤n≤N+L-1)经过步骤六之后,得到的子载波序列组y′(p)(0≤p≤2N-1)的结构图;
图4是本发明公开的一种UFMC***无线信道估计方法的工作流程图。
具体实施方式
下面结合附图并参照数据进一步详细描述本发明。应理解,实施方式只是为了举例说明本发明,而非以任何方式限制发明的范围。
如图1-4所示,本发明公开的一种UFMC***无线信道估计方法,包括如下步骤:
步骤一,发射端的序列发生器发送子载波序列组,子载波序列组经过带通滤波器截取,得到信息序列;
步骤二,对步骤一中得到的信息序列进行IFFT变换,得到变换后信息序列;
步骤三,将步骤二中得到的变换后信息序列与子带滤波器进行卷积,得到卷积后信息序列;
步骤四,将步骤三中得到的卷积后信息序列进行按位相加,得到按位相加后的信息序列;
步骤五,根据步骤四中得到的按位相加后的信息序列在信道传播过程中遇到频偏和噪声的影响,计算接收端处得到的信息序列;
步骤六,根据步骤五中接收端处得到的信息序列的最右端进行补零处理,得到处理后信息序列;
步骤七,对步骤六中的处理后信息序列进行FFT变换,得到FFT变换后信息序列;
步骤八,将步骤七中的FFT变换后信息序列通过1/Fi(p)滤波器,得到滤波后信息序列。
在一个优选实施例中,在步骤一中,发射端发送一组4N点频域序列组X(k)=[X(0),X(1),…,X(4N-2),X(4N-1)]T,0≤k≤4N-1;经过4个不同的带通滤波器(BandpassFilter,BPF)来分别截取其中的N个序列,得到:Xi(m)=[X((i-1)N),X((i-1)N+1),…,X(iN-2),如图1所示,X(iN-1)]T;1≤i≤4,0≤m≤N-1。
在步骤二中,将Xi(m)进行N点的IFFT变换,得到:xi(m)=IFFTN{Xi(m)}=[x((i-1)N),x((i-1)N+1),…,x(iN-2),x(iN-1)]T,1≤i≤4,0≤m≤N-1。
在步骤三中,将xi(m)经过子带滤波器fi(l)进行滤波处理,得到:xi′(n)=xi(m)*fi(l)=[xi′(0),xi′(1),…,xi′(N+L-2),xi′(N+L-1)]T,如图2所示,1≤i≤4,0≤m≤N-1,0≤l≤L-1,0≤n≤N+L-1,fi(l)为子带i的滤波器的冲激响应。
在步骤四中,将xi′(n)进行按位相加,合成一个新的序列组x′(n),x′(n)的表达如下:
其中,1≤i≤4,0≤n≤N+L-1。
在步骤五中,根据x′(n)在信道传播过程中遇到频偏和加性高斯白噪声的影响,计算在接收端处得到的y′(n),y′(n)的表达如下:
其中,0≤n≤N+L-1,ε为频偏,w(m)为x″(m)在信道中传播时所遇到的加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise,AWGN)。
在步骤六中,将y′(n)的最右端***N-L个零,得到y′(p),其中y′(p)的表达如下:
其中,0≤p≤2N-1。
在步骤七中,将y′(p)进行2N点的FFT变换,得到:Y′(p)=FFT2N{y′(p)}=FFT2N{h(n)*fi(l)*IFFTN{Xi(m)}+w(n)}=H(p)·Fi(p)·Xi(p)+W(p);其中,0≤p≤2N-1。
在步骤八中,将Y′(p)通过一个1/Fi(p)滤波器,得到Y″(p),Y″(p)的表达如下:
其中,0≤p≤2N-1。
对比Y″(p)和Y′(p)不难发现,若直接对Y′(p)采用最小均方误差进行信道估计,则估计误差为:
而若对Y″(p)采用最小均方误差进行信道估计,则估计误差为:
显然Δ2<Δ1,因此采用本方案可以获得更为精确的信道估计结果,同时由于仅仅增加了一个1/Fi(p)滤波器,因此它的复杂度相对较低。
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解,本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此,凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案,皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。
Claims (9)
1.一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,包括如下步骤:
步骤一,发射端的序列发生器发送子载波序列组,子载波序列组经过带通滤波器截取,得到信息序列;
步骤二,对步骤一中得到的信息序列进行IFFT变换,得到变换后信息序列;
步骤三,将步骤二中得到的变换后信息序列与子带滤波器进行卷积,得到卷积后信息序列;
步骤四,将步骤三中得到的卷积后信息序列进行按位相加,得到按位相加后的信息序列;
步骤五,根据步骤四中得到的按位相加后的信息序列在信道传播过程中遇到频偏和噪声的影响,计算接收端处得到的信息序列;
步骤六,根据步骤五中接收端处得到的信息序列的最右端进行补零处理,得到处理后信息序列;
步骤七,对步骤六中的处理后信息序列进行FFT变换,得到FFT变换后信息序列;
步骤八,将步骤七中的FFT变换后信息序列通过1/Fi(p)滤波器,得到滤波后信息序列。
2.如权利要求1所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤一中,发射端发送一组4N点频域序列组X(k)=[X(0),X(1),…,X(4N-2),X(4N-1)]T,0≤k≤4N-1;经过4个不同的带通滤波器来分别截取其中的N个序列,得到:Xi(m)=[X((i-1)N),X((i-1)N+1),…,X(iN-2),X(iN-1)]T;1≤i≤4,0≤m≤N-1。
3.如权利要求2所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤二中,将Xi(m)进行N点的IFFT变换,得到:xi(m)=IFFTN{Xi(m)}=[x((i-1)N),x((i-1)N+1),…,x(iN-2),x(iN-1)]T,1≤i≤4,0≤m≤N-1。
4.如权利要求3所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤三中,将xi(m)经过子带滤波器fi(l)进行滤波处理,得到:xi′(n)=xi(m)*fi(l)=[xi′(0),xi′(1),…,xi′(N+L-2),xi′(N+L-1)]T,1≤i≤4,0≤m≤N-1,0≤l≤L-1,0≤n≤N+L-1,fi(l)为子带i的滤波器的冲激响应。
5.如权利要求4所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤四中,将xi′(n)进行按位相加,合成一个新的序列组x′(n),x′(n)的表达如下:
其中,1≤i≤4,0≤n≤N+L-1。
6.如权利要求5所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤五中,根据x′(n)在信道传播过程中遇到频偏和加性高斯白噪声的影响,计算在接收端处得到的y′(n),y′(n)的表达如下:
其中,0≤n≤N+L-1,ε为频偏,w(m)为x″(m)在信道中传播时所遇到的加性高斯白噪声。
7.如权利要求6所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤六中,将y′(n)的最右端***N-L个零,得到y′(p),其中y′(p)的表达如下:
其中,0≤p≤2N-1。
8.如权利要求7所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤七中,将y′(p)进行2N点的FFT变换,得到:Y′(p)=FFT2N{y′(p)}=FFT2N{h(n)*fi(l)*IFFTN{Xi(m)}+w(n)}=H(p)·Fi(p)·Xi(p)+W(p);其中,0≤p≤2N-1。
9.如权利要求8所述的一种UFMC***无线信道估计方法,其特征在于,在步骤八中,将Y′(p)通过一个1/Fi(p)滤波器,得到Y″(p),Y″(p)的表达如下:
其中,0≤p≤2N-1。
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