CN108768149B - 用于并联电流源变流器的五电平特定谐波消除法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于并联电流源变流器的五电平特定谐波消除法，可以在较低开关频率下降低变流器共模电压、实现直流桥臂电流均流并保证交流电流谐波特性。步骤为：第一，根据电流源变流器开关约束条件确定并联电流源变流器19种PWM电流及对应开关状态，根据PWM电流的模值将其分为大、中、小和零四类；第二，分析每种PWM电流对应共模电压并挑选共模电压较低的PWM电流用于调制；第三，分析可用于调制PWM电流冗余开关状态对直流桥臂电流均流的影响；第四，利用参与调制的PWM电流构建五电平调制波形；第五，根据步骤四中调制波形和步骤三中确定的开关状态输出驱动信号。

Description

用于并联电流源变流器的五电平特定谐波消除法

技术领域

本发明涉及一种用于并联电流源变流器的特定谐波调制方法，具体是一种在较低开关频率下保证交流电流谐波特性，降低并联电流源变流器共模电压并实现直流桥臂电流均流的调制方法。

背景技术

变流技术是将电能由直流转变为交流或交流转变为直流的技术，在当今工业应用中扮演着重要的角色。电流源型变流器应用非常广泛，其原理是采用开关管搭建主电路，再配以相应的调制方法，控制开关管的开关状态，使输入/输出电流波形近似正弦。特定谐波消除法原理为根据变流器约束条件构建调制波形，再对波形进行级数分解，通过解超越方程的方法消除调制波中某些低次谐波。理论推导和实验均表明，特定谐波消除法具有开关频率低，谐波特性好等优点。

传统三电平特定谐波消除法不能主动实现并联电流源直流桥臂电流均流，将导致某一变流器过载甚至脱机。而采用改进型空间矢量调制方法虽然可以实现直流桥臂电流均流，但其开关频率较高，开关损耗较大。另一方面降低变流器共模电压也是亟待解决的问题，采用增加共模电抗器的方法虽然可以在一定程度降低共模电压的影响，但增加***体积及成本。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提供一种用于并联电流源变流器的特定谐波调制方法，可在较低的开关频下降低变流器共模电压、实现直流桥臂电流均流，保证交流电流谐波特性。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

用于并联电流源变流器的五电平特定谐波消除法，包括以下步骤：

(1)对并联电流源型变流器的19种PWM电流按照模长公式(1-1)分为四类：大电流(I₁…I₆)、中电流(I₇…I₁₂)，中电流(I₁₃…I₁₈)和零电流I₀

其中，i_{wa_u}、i_{wb_u}、i_{wc_u}是以直流侧总电流单位化的三相PWM电流，|I|为电流状态对应模长；

(2)计算每个电流产生的共模电压，挑选共模电压为0.5U_m的大电流和共模电压为0.25U_m的中电流用于调制，U_m为电网相电压峰值；

(3)选择中电流冗余开关状态：直流侧上桥臂电流不均衡时选择可影响上桥臂电流的中电流冗余开关状态减小上桥臂电流不平衡度，直流侧下桥臂电流不均衡时选择可影响下桥臂电流的中电流冗余开关状态减小下桥臂电流不平衡度；

(4)由大电流和中电流构建五电平特定谐波消除法调制波形；

(5)确定功率管开关信号：当调制波为大电流时无冗余状态，直接确定开关状态；当调制波为中电流时根据步骤(3)确定冗余开关状态。

进一步的，所述步骤(2)包括以下步骤：

a)变流器共模电压由式(1-2)、(1-3)、(1-4)确定：

v_{cm_1}＝0.5·(u_pc1+u_nc1) (1-2)

v_{cm_2}＝0.5·(u_pc2+u_nc2) (1-3)

v_cm＝0.5·(v_{cm_1}+v_{cm_2})＝0.25·(u_pc1+u_nc1+u_pc2+u_nc2) (1-4)

其中u_pc1、u_pc2分别为桥1桥2上桥臂对地电压，u_nc1、u_nc2分别为桥1桥2下桥臂对地电压，v_{cm_1}、v_{cm_2}分别为桥1桥2对应共模电压，v_cm为变流器总共模电压；

b)计算19个PWM电流对应共模电压，为降低变流器共模电压，选择共模电压为0.5U_m的大电流和共模电压为0.25U_m的中电流用于调制，U_m为电网相电压峰值。

进一步的，步骤(4)包括如下步骤：

A.确定调制波形约束条件：

a)波形满足半波对称和四分之一波对称；

b)对每半周期的中间π/3不调制；

c)波形在π/6和5π/6处互补；

B.将幅值为1的调制波H_m傅里叶级数展开：

其中A_n为n次谐波幅值，ω为基波角频率，m为波形自由角度个数，θ_i为调制波形自由角度，i取值1、2…m；

C.建立谐波优化目标函数如(1-7)，并解超越方程，降低调制波低次谐波含量：

F(θ₁...θ_m)＝k₁|A₅|+k₂|A₇|+k₃|A₁₁|+k₄|A₁₃|+k₅|A₁₇|+k₆|A₁₉| (1-7)

其中k_i(i＝1、2、3…)为谐波消除对应权重。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

本发明采用基于并联电流源变流器的五电平特定谐波消除法，在较低开关频率下降低并联电流源共模电压、实现变流器直流桥臂电流均流。此外在实现上述两个控制目标的同时保证变流器交流电流谐波性能不受影响。

附图说明

图1为本发明实施例中并联电流源整流器拓扑结构示意图。

图2为五电平特定谐波消除法调制波形。

图3a至图3c分别为传统三电平特定谐波消除法、空间矢量调制法和五电平特定谐波消除法直流侧上桥臂电流实验波形。

图3d至图3f分别为传统三电平特定谐波消除法、空间矢量调制法和五电平特定谐波消除法直流侧下桥臂电流实验波形。

图4a至图4c分别为传统三电平特定谐波消除法、空间矢量调制法和五电平特定谐波消除法共模电压实验波形。

图5a至图5c分别为传统三电平特定谐波消除法、空间矢量调制法和五电平特定谐波消除法交流侧电网电压、并网电流波形。

图5d至图5f分别为传统三电平特定谐波消除法、空间矢量调制法和五电平特定谐波消除法并网电流谐波频谱。

具体实施方式

下面结合附图表对本发明的用于并联电流源变流器五电平特定谐波消除法具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。

以并联电流源整流器为例，图1是本发明具体实施方式的电路图。如图1所示，并联电流源型整流器采用两个并联的三相全桥拓扑作为整流电路，每个全桥由六个功率开关管，在本实施例中为带反向二极管的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)组成，两个整流桥共交直流母线。

本发明用于并联电流源整流器五电平特定谐波消除法其基本步骤如下：

步骤1：根据电流源变流器约束条件：任何时间某一全桥同时有且仅有两个开关器件导通，一个位于上半桥，另一个位于下半桥。在这个约束条件下，并联电流源整流器可以确定19种PWM电流状态。这些电流状态按照长度(1-1)可以分为四组：大电流(I₁…I₆)、中电流(I₇…I₁₂)，中电流(I₁₃…I₁₈)和零电流I₀。各个电流对应开关状态见表1。

其中，i_{wa_u}、i_{wb_u}、i_{wc_u}是以直流侧总电流单位化的三相PWM电流，|I|为电流状态对应模长。

表1电流源变流器各电流对应的开关状态以及共模电压

(注：开关状态栏里冒号前面是桥1开通管子，冒号后为桥2开通管子)

步骤2：分析各个电流产生共模电压。并联电流源变流器共模电压可由下式确定：

v_{cm_1}＝0.5·(u_pc1+u_nc1) (1-2)

v_{cm_2}＝0.5·(u_pc2+u_nc2) (1-3)

v_cm＝0.5·(v_{cm_1}+v_{cm_2})＝0.25·(u_pc1+u_nc1+u_pc2+u_nc2) (1-4)

其中u_pc1、u_pc2分别为桥1桥2上桥臂对地电压，u_nc1、u_nc2分别为桥1桥2下桥臂对地电压，v_{cm_1}、v_{cm_2}分别为桥1桥2对应共模电压，v_cm为变流器总共模电压。

每个开关状态对应共模电压峰值见表1右侧，总结如下：大电流产生共模电压峰值为0.5U_m，U_m为电网相电压峰值；中电流产生共模电压峰值为0.25U_m；小电流按产生共模电压大小为0.66U_m或0.25U_m；零电流产生共模电压峰值为0.5U_m或U_m。

为降低***共模电压峰值，本发明只将大电流和中电流用于调制。

步骤3：分析中电流冗余开关状态对直流桥臂电流均流的影响：以中电流I₇为例进行分析，中电流I₇的两种开关状态(16:12)和(12:16)。当电网电压u_sb>u_sc时，开关状态(16:12)会使i_nc1减小i_nc2增大，而(12:16)会使i_nc1增加i_nc2减小。表2总结了中电流I₇冗余开关状态对直流侧电流的影响，↑表示电流增加，↓表示电流减小，X表示不能主动影响直流侧电流。同理，对其他中电流分析可知，电流I₈、I₁₀和I₁₂可以影响上桥臂电流，电流I₇、I₉和I₁₁可以影响下桥臂电流。其中i_pc1，i_nc1，i_pc2和i_nc2分别为桥1、桥2直流侧上下桥臂电流，u_sa、u_sb、u_sc分别为三相电网相电压。

表2中电流I₇冗余开关状态对直流侧电流的影响

(注：表示电流增加，↓表示电流减小，X表示不能主动影响直流侧电流)

步骤4：由大电流和中电流构建五电平特定谐波消除法调制波形。

(1)确定调制波形约束条件：波形满足半波对称和四分之一波对称；对每半周期的中间π/3不调制；波形在π/6和5π/6处互补。图2为满足此约束条件的含5自由度的调制波形。图中θ₁～θ₅为5个自由角度，取值范围为(0,π/6)。θ₆～θ₁₀和α₁～α₁₀由自由角度确定。

α_i＝π-θ_11-i i＝1、2…10 (1-6)

(2)将幅值为1的调制波H_m傅里叶级数展开：

其中A_n为n次谐波幅值，ω为基波角频率，m为波形自由角度个数，θ_i为调制波形自由角度，i取值1、2…m。

(3)建立谐波优化目标函数如(1-9)，并解超越方程，降低调制波低次谐波含量。

F(θ₁...θ_m)＝k₁|A₅|+k₂|A₇|+k₃|A₁₁|+k₄|A₁₃|+k₅|A₁₇|+k₆|A₁₉| (1-9)

其中k_i(i＝1、2、3…)为谐波消除对应权重

步骤5：由步骤4中解得调制波形根据当前电网电压及直流侧电流信息，确定开关状态、输出驱动信号。

步骤6：在5kW并联电流源整流器上，对上述控制方法进行了验证。为验证本发明有效性，给桥1上下桥臂各串联压降1v的电力二极管，并在相同开关频率下(650Hz)和传统三电平特定谐波消除法和空间矢量调制两种方法进行对比。

图3a至3c为三种调制策略直流侧上桥臂电流实验波形，图3d至3f为三种调制策略直流侧下桥臂电流实验波形。图3a和图3d可以看出在使用传统三电平特定谐波消除法时，直流侧上下桥臂电流都不均流；图3b和图3e可以看出采用空间矢量调制法时虽然可以实现直流桥臂电流均衡，但是其直流电流纹波较大；采用本发明所提五电平特定谐波消除法可以实现直流桥臂电流均流，且有较好的电流纹波性能。

图4a至4c为三种调制策略共模电压实验结果。图4a可以看出采用传统三电平特定谐波消除法对应共模电压为45V，为相电压峰值的二分之一。而空间矢量调制方法由于将产生0.66倍相电压峰值共模电压法小电流引入调制，其产生的共模峰值为60V。从图4c可以看出采用本发明所提调制策略，产生的共模电压峰值为25V，远低于传统三电平特定谐波消除法和空间矢量策略产生共模电压。

图5a至5c为三种调制策略交流电压、交流电流实验结果，图5d至5f为三种调制策略交流电流谐波频谱。图5d可以看出采用三电平特定谐波消除法交流电流THD为3.0％。而采用空间矢量调制方法，交流电流明显畸变，含大量5次谐波，交流电流THD为9.5％。这是由空间矢量调制方法在低开关频率下谐波性能差这一固有缺陷造成的。由图5f可以看出，本文所提调制方法有较好的谐波特性，交流电流THD为4.1％。虽然交流电流THD比三电平特定谐波消除法略高，但满***流电流THD<5％的国标要求。

综上，本发明方法可以在较低的开关频率下，同时实现降低变流器共模电压、控制直流桥臂电流均衡、保证交流电流谐波性能，是一种值得推广的新型电流源变流器调制策略。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.用于并联电流源变流器的五电平特定谐波消除法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)对并联电流源型变流器的19种PWM电流按照模长公式(1-1)分为四类：大电流I₁...I₆、中电流I₇...I₁₂，小电流I₁₃...I₁₈和零电流I₀

其中，i_{wa_u}、i_{wb_u}、i_{wc_u}是以直流侧总电流单位化的三相PWM电流，|I|为电流状态对应模长；

(2)计算每个电流产生的共模电压，挑选共模电压为0.5U_m的大电流和共模电压为0.25U_m的中电流用于调制，U_m为电网相电压峰值；

(3)选择中电流冗余开关状态：直流侧上桥臂电流不均衡时选择可影响上桥臂电流的中电流冗余开关状态减小上桥臂电流不平衡度，直流侧下桥臂电流不均衡时选择可影响下桥臂电流的中电流冗余开关状态减小下桥臂电流不平衡度；

(4)由大电流I₁...I₆、中电流I₇...I₁₂和小电流I₁₃...I₁₈构建五电平特定谐波消除法调制波形；具体包括如下步骤：

A.确定调制波形约束条件：

a)波形满足半波对称和四分之一波对称；

b)对每半周期的中间π/3不调制；

c)波形在π/6和5π/6处互补；

B.将幅值为1的调制波H_m傅里叶级数展开：

其中A_n为n次谐波幅值，ω为基波角频率，m为波形自由角度个数，θ_i为调制波形自由角度，i取值1、2...m；

C.建立谐波优化目标函数如(1-7)，并解超越方程，降低调制波低次谐波含量：

F(θ₁...θ_m)＝k₁|A₅|+k₂|A₇|+k₃|A₁₁|+k₄|A₁₃|+k₅|A₁₇|+k₆|A₁₉| (1-7)

其中k_i(i＝1、2、3...)为谐波消除对应权重；

(5)确定功率管开关信号：当调制波为大电流时无冗余状态，直接确定开关状态；当调制波为中电流时根据步骤(3)确定冗余开关状态。

2.根据权利要求1所述用于并联电流源变流器的五电平特定谐波消除法，其特征在于：所述步骤(2)包括以下步骤：

a)变流器共模电压由式(1-2)、(1-3)、(1-4)确定：

v_{cm_1}＝0.5·(u_pc1+u_nc1) (1-2)

v_{cm_2}＝0.5·(u_pc2+u_nc2) (1-3)

v_cm＝0.5·(v_{cm_1}+v_{cm_2})＝0.25·(u_pc1+u_nc1+u_pc2+u_nc2) (1-4)

其中u_pc1、u_pc2分别为桥1桥2上桥臂对地电压，u_nc1、u_nc2分别为桥1桥2下桥臂对地电压，v_{cm_1}、v_{cm_2}分别为桥1桥2对应共模电压，v_cm为变流器总共模电压；

b)计算19个PWM电流对应共模电压，为降低变流器共模电压，选择共模电压为0.5U_m的大电流和共模电压为0.25U_m的中电流用于调制，U_m为电网相电压峰值。

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