CN108712102A - 一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法 - Google Patents

一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，步骤为：采样k时刻逆变器的负载电流经clake变换得到αβ坐标系下的电流分量；根据逆变器的开关状态得到八个电压矢量；将不同开关状态所对应的电压矢量转化到α β坐标系下的电压分量；根据电流分量和电压分量预测k+1时刻的电流值；将电流值带入第一目标函数进行计算；一个零矢量和一个非零矢量将八个电压矢量进行组合；计算电压矢量组合中的作用时间；计算第二目标函数确定出两组最优组合；根据三相负载电流的大小选择一个电压矢量组合作用于逆变器。本发明每个控制周期内采用两个矢量，降低了电流的谐波，可应用于大功率光伏并网逆变器或电机驱动控制器中，以减小***损耗。

Description

一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子中电压源逆变器的技术领域，具体涉及模型预测控制在大功率电压源逆变器控制领域的应用，尤其涉及一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，可应用于如模型预测控制在光伏并网逆变器和电机驱动控制中的应用。
背景技术
据相关研究表明，逆变器近60％的故障是由温度引起，温度每上升10℃，故障率增加一倍。而逆变器的损耗是功率器件温度变化的直接原因，逆变器损耗越大将会导致功率器件结温越高，这不仅对逆变器的散热装置、冷却条件以及保护装置提出了更高的要求，也会加速功率器件的老化失效，减小逆变器使用寿命，使***使用成本大大提高且降低了***可靠性，这对于检修周期长、使用环境恶劣以及对***运行可靠性要求较高的应用领域是一种不可忽视的危害，所以减小逆变器损耗对提高逆变器的性能、效率以及可靠性具有重要意义。虽然文献“S.Kwak and J.C.Park.Predictive Control Method With FutureZero-Sequence Voltage to Reduce Switching Losses in Three-Phase VoltageSource Inverters[J]，IEEE Transactions on Power Electronics,2015,30(3):1558-1566.”和“SangshinKwak,Jun-Cheol Park.Switching Strategy Based on ModelPredictive Control of VSI to Obtain High Efficiency and Balanced LossDistribution[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(9):4551-4567.”研究了基于模型预测控制的电压源逆变器低损耗运行，但这些方法使逆变器输出电流谐波含量较高，不能满足并网逆变器或者控制***的要求。
发明内容
针对逆变器输出电流谐波含量较高，不能满足并网逆变器或者控制***要求的技术问题，本发明提出一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，在每一个控制周期内采用两个电压矢量作用于逆变器，从而降低输出电流谐波含量。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，步骤如下：
步骤一：采样k时刻逆变器的三相负载电流ia、ib、ic，三相负载电流经过clake变换到两相静止αβ坐标系下的电流αβ分量iα(k)和iβ(k)；
步骤二：根据逆变器的三相全控器件的开关状态Sa、Sb、Sc得到两电平逆变器有八个电压矢量ui(SaSbSc)，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，其中，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1，电压矢量包括六个非零矢量和两个零矢量，两个零矢量为000和111；
步骤三：根据采样的逆变器直流侧电压Udc将开关状态所对应的电压矢量转化到两相静止αβ坐标系下的电压αβ分量uα和uβ；
步骤四：根据电流αβ分量iα和iβ、电压αβ分量uαi和uβi预测k+1时刻的电流值iα(k+1)和iβ(k+1)；
步骤五：将步骤四计算的八组电流值iα(k+1)和iβ(k+1)带入第一目标函数gi进行计算，得到两个零矢量的结果为g0m、六个非零矢量的结果为gn，其中，m＝1,2，n＝1,2，···，6；
步骤六：将步骤二得出的8个电压矢量进行组合，每个组合由一个零矢量和一个非零矢量组成，共有12组电压矢量组合；
步骤七：根据步骤五计算的目标函数值计算步骤六中12组电压矢量组合中零矢量和非零矢量的作用时间；
步骤八：将零矢量和非零矢量的作用时间、零矢量的第一目标函数结果g0m、非零矢量的第一目标函数结果gn带入第二目标函数Gn进行计算，确定出最小Gn值的两个电压矢量组合为两组最优组合；
步骤九：根据三相负载电流ia、ib、ic的大小选择两组最优组合中的一个电压矢量组合作用于逆变器。
所述步骤二中两电平逆变器的八个电压矢量ui(SaSbSc)的获得方法为：
Sa＝1表示两电平逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
Sa＝0表示两电平逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
Sb＝1表示两电平逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
Sb＝0表示两电平逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
Sc＝1表示两电平逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
Sc＝0表示两电平逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为u0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为u1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为u2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为u3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为u4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为u5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为u6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为u7(111)；
所述步骤六中的12组电压矢量组合为(000,100)、(000,110)、(000,010)、(000,011)、(000,001)、(000,101)、(111,100)、(111,110)、(111,010)、(111,011)、(111,001)、(111,101)；
所述步骤八中电压矢量组合(000,100)与(111,100)的第二目标函数Gn值相等，(000,110)与(111,110)的第二目标函数Gn值相等，(000,010)与(111,010)的Gn值相等，(000,011)与(111,011)的Gn值相等，(000,001)与(111,001)的Gn值相等，(000,101)与(111,101)的Gn值相等；
所述步骤九中根据三相负载电流ia、ib、ic选择两个矢量组合中一个的方法为：
若两组最优组合为(000,100)与(111,100)，且(|ia|<＝|ib|或|ia|<＝|ic|)，则选择(000,100)；否则，选择(111,100)；
若两组最优组合为(000,110)与(111,110)，且(|ia|<＝|ic|且|ib|<＝|ic|)，则选择(000,110)；否则，选择(111,110)；
若两组最优组合为(000,010)与(111,010)，且(|ib|<＝|ia|或|ib|<＝|ic|)，则选择(000,010)；否则，选择(111,010)；
若两组最优组合为(000,011)与(111,011)，且(|ib|<＝|ia|且|ic|<＝|ia|)，则选择(000,011)；否则，选择(111,011)；
若两组最优组合为(000,001)与(111,001)，且(|ic|<＝|ia|或|ic|<＝|ib|),则选择(000,001)；否则，选择(111,001)；
若两组最优组合为(000,101)与(111,101)，且(|ia|<＝|ib|且|ic|<＝|ib|)，则选择(000,101)；否则，选择(111,101)。
所述步骤一中三相负载电流ia、ib、ic经clake变换到两相静止αβ坐标系下的αβ分量的方法为：
所述步骤三中将不同开关状态所对应的电压矢量转化到两相静止αβ坐标系下的电压αβ分量uα和uβ的方法为：
其中，当电压矢量为两个零矢量000或111时，
所述步骤四中预测k+1时刻的电流值iα(k+1)和iβ(k+1)的方法为：
其中，L为负载电感，R为负载电阻，TS为控制周期；。
所述步骤五中第一目标函数gi为：gi＝|iαref-iα(k+1)|+|iβref-iβ(k+1)|；其中：iαref、iβref分别为电流参考值，两个零矢量的第一目标函数结果g0m相等记为g0。
所述零矢量的作用时间非零矢量的作用时间为：
每个非零矢量的第一目标函数值gn得到一组作用时间t0和t1。
所述第二目标函数Gn为：Gn＝t0g0+t1gn；n＝1,2,3,4,5,6。
本发明的有益效果：在每个控制周期内采用一个零矢量和一个非零矢量，根据负载电流的大小选择零矢量，使其电流绝对值最大相功率开关管钳位，从而减小功率开关管在电流最大处频繁地切换，实现降低电流THD的同时降低***逆变器的损耗。由于本发明每个控制周期内采用两个矢量，降低了电流的谐波，因此，本发明可应用于大功率光伏并网逆变器或电机驱动控制器中，以减小***损耗。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为两电平电压源逆变器拓扑结构图。
图2为两电平电压源逆变器电压矢量图。
图3为现有常规方法的仿真结果图。
图4为本发明的仿真结果图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，应用于如图1所示的电压源逆变器，其中，a相功率开关管S1导通S2关断时，Sa＝1；S1关断S2导通时，Sa＝0；同理，b相功率开关管S3导通S4关断时，Sb＝1；S3关断S4导通时，Sb＝0；c相功率开关管S5导通S6关断时，Sc＝1；S5关断S6导通时，Sc＝0。
步骤一：采样k时刻电压源逆变器的负载电流ia、ib、ic，负载电流经过clake变换到两相静止αβ坐标系下的αβ分量分别为iα(k)、iβ(k)，如下式所示：
步骤二：根据逆变器的开关状态Sa、Sb、Sc，可以得到两电平逆变器有八个电压矢量ui(SaSbSc)(i＝0～7)，其中包括六个非零矢量和两个零矢量(000和111)，如图1所示；
其中，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1；
Sa＝1表示两电平逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
Sa＝0表示两电平逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
Sb＝1表示两电平逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
Sb＝0表示两电平逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
Sc＝1表示两电平逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
Sc＝0表示两电平逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为u0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为u1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为u2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为u3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为u4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为u5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为u6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为u7(111)。
对应的8个电压矢量如图2所示，记为u(SaSbSc)，所有的8个矢量分别记为u0(000)、u1(100)、u2(110)、u3(010)、u4(011)、u5(001)、u6(101)和u7(111)。
步骤三：根据采样的直流侧电压Udc,将八个电压矢量转化到两相静止αβ坐标系下得到uα、uβ如下式所示；
其中，当电压矢量为两个零矢量000或111时，
步骤四：根据步骤一得到的iα(k)、iβ(k)和步骤三得到的uα、uβ预测k+1时刻的电流值，如下式所示：
其中：L为负载电感；R为负载电阻；TS为控制周期；当电压矢量为两个零矢量000或111时，k+1时刻的电流值iα(k+1)和iβ(k+1)是相等的。
步骤五：根据步骤四可以计算出八组iα(k+1)、iβ(k+1)，带入第一目标函数gi进行计算，其目标函数如下式表示；
gi＝|iαref-iα(k+1)|+|iβref-iβ(k+1)|
其中：iαref、iβref分别为电流参考值。得到两个零矢量的结果为g0m、六个非零矢量的结果为g1n，其中，m＝1,2，n＝1,2，···，6。两个零矢量的结果g0是相等的，记为g0。
步骤六：将步骤二得出的8个电压矢量进行组合，每个组合由一个零矢量(000或111)和一个非零矢量组成，共有12组矢量组合，则电压矢量组合有(000,100)，(000,110)，(000,010)，(000,011)，(000,001)，(000,101)，(111,100)，(111,110)，(111,010)，(111,011)，(111,001)，(111,101)。
步骤七：根据步骤五得到八组gi值，计算步骤六所示组合中零矢量和非零矢量的作用时间，其计算表达式如下式所示；
其中，t0为零矢量的作用时间，t1为非零矢量的作用时间；g0表示零矢量的第一目标函数值，gn表示非零矢量的第一目标函数值，n＝1～6，共有6个gn。每个非零矢量的第一目标函数值gn得到一组作用时间t0和t1，因此最后得到6组不同的作用时间t0和t1。
步骤八：根据步骤五得到的第一目标函数值g0和gn、步骤七得到的作用时间t0和t1带入第二目标函数Gn进行计算，其第二目标函数Gi如下式表示；
Gn＝t0g0+t1gn。
其中，n＝1,2,3,4,5,6。
所述步骤五中第一目标函数gi为：gi＝|iαref-iα(k+1)|+|iβref-iβ(k+1)|；其中：iαref、iβref分别为电流参考值，两个零矢量的第一目标函数结果g0m相等记为g0。
步骤九：根据步骤八计算出来的12组Gi值，其中(000,100)与(111,100)的Gi值相等，(000,110)与(111,110)的Gi值相等，(000,010)与(111,010)的Gi值相等，(000,011)与(111,011)的Gi值相等，(000,001)与(111,001)的Gi值相等，(000,101)与(111,101)的Gi值相等，从其中确定出最小Gi值的两个组合；
步骤十：根据步骤九中确定出的两组最优组合，然后根据如下电流的大小来选择出作用于逆变器的电压矢量组合；
若两组最优组合为(000,100)与(111,100)，且(|ia|<＝|ib|或|ia|<＝|ic|),则选择(000,100)；否则，选择(111,100)。
若两组最优组合为(000,110)与(111,110)，且(|ia|<＝|ic|且|ib|<＝|ic|),则选择(000,110)；否则，选择(111,110)。
若两组最优组合为(000,010)与(111,010)，且(|ib|<＝|ia|或|ib|<＝|ic|)，则选择(000,010)；否则，选择(111,010)。
若两组最优组合为(000,011)与(111,011)，且(|ib|<＝|ia|且|ic|<＝|ia|)，则选择(000,011)；否则，选择(111,011)。
若两组最优组合为(000,001)与(111,001)，且(|ic|<＝|ia|或|ic|<＝|ib|)，则选择(000,001)；否则，选择(111,001)。
若两组最优组合为(000,101)与(111,101)，且(|ia|<＝|ib|且|ic|<＝|ib|)，则选择(000,101)；否则，选择(111,101)。
为了验证本发明的有效性，进行仿真验证。实验所用电压源逆变器的直流侧电压Udc为150V，负载电感L为20mH，采样周期Ts为50微秒。图3和图4分别给出了常规方法(S.Kwakand J.C.Park.Predictive Control Method With Future Zero-Sequence Voltage toReduce Switching Losses in Three-Phase Voltage Source Inverters[J],IEEETransactions on Power Electronics,2015,30(3):1558-1566.)和本发明方法的对比仿真结果图。实验时，电压源逆变器的输出频率为50Hz，电流设为5A。由图3和图4可见，常规方法由于每个控制周期只采用一个电压矢量，导致其输出电流THD(谐波失真)较高，而本发明的方法每个控制周期只采用两个电压矢量，从而降低了输出电流的THD。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，步骤如下：
步骤一：采样k时刻逆变器的三相负载电流ia、ib、ic，三相负载电流经过clake变换得到两相静止αβ坐标系下的电流αβ分量iα(k)和iβ(k)；
步骤二：根据逆变器的三相全控器件的开关状态Sa、Sb、Sc得到两电平逆变器有八个电压矢量ui(SaSbSc)，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，其中，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1，电压矢量包括六个非零矢量和两个零矢量，两个零矢量为000和111；
步骤三：根据采样的逆变器直流侧电压Udc将开关状态所对应的电压矢量转化到两相静止αβ坐标系下的电压αβ分量uαi和uβi；
步骤四：根据电流αβ分量iα和iβ、电压αβ分量uαi和uβi预测k+1时刻的电流值iα(k+1)和iβ(k+1)；
步骤五：将步骤四计算的八组电流值iα(k+1)和iβ(k+1)带入第一目标函数gi进行计算，得到两个零矢量的结果为g0m、六个非零矢量的结果为gn，其中，m＝1,2，n＝1,2，···，6；
步骤六：将步骤二得出的8个电压矢量进行组合，每个组合由一个零矢量和一个非零矢量组成，共有12组电压矢量组合；
步骤七：根据步骤五计算的目标函数值计算步骤六中12组电压矢量组合中零矢量和非零矢量的作用时间；
步骤八：将零矢量和非零矢量的作用时间、零矢量的第一目标函数结果g0m、非零矢量的第一目标函数结果gn带入第二目标函数Gn进行计算，确定出最小第二目标函数Gn值的两个电压矢量组合为两组最优组合；
步骤九：根据三相负载电流ia、ib、ic的大小选择两组最优组合中的一个电压矢量组合作用于逆变器。
2.根据权利要求1所述的低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤二中两电平逆变器的八个电压矢量ui(SaSbSc)的获得方法为：
Sa＝1表示两电平逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
Sa＝0表示两电平逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
Sb＝1表示两电平逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
Sb＝0表示两电平逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
Sc＝1表示两电平逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
Sc＝0表示两电平逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为u0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，电压矢量记为u1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为u2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，电压矢量记为u3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为u4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为u5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，电压矢量记为u6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，电压矢量记为u7(111)；
所述步骤六中的12组电压矢量组合为(000,100)、(000,110)、(000,010)、(000,011)、(000,001)、(000,101)、(111,100)、(111,110)、(111,010)、(111,011)、(111,001)、(111,101)；
所述步骤八中电压矢量组合(000,100)与(111,100)的第二目标函数Gn值相等，(000,110)与(111,110)的第二目标函数Gn值相等，(000,010)与(111,010)的Gn值相等，(000,011)与(111,011)的Gn值相等，(000,001)与(111,001)的Gn值相等，(000,101)与(111,101)的Gn值相等；
所述步骤九中根据三相负载电流ia、ib、ic选择两个矢量组合中一个的方法为：
若两组最优组合为(000,100)与(111,100)，且(|ia|<＝|ib|或|ia|<＝|ic|)，则选择(000,100)；否则，选择(111,100)；
若两组最优组合为(000,110)与(111,110)，且(|ia|<＝|ic|且|ib|<＝|ic|)，则选择(000,110)；否则，选择(111,110)；
若两组最优组合为(000,010)与(111,010)，且(|ib|<＝|ia|或|ib|<＝|ic|)，则选择(000,010)；否则，选择(111,010)；
若两组最优组合为(000,011)与(111,011)，且(|ib|<＝|ia|且|ic|<＝|ia|)，则选择(000,011)；否则，选择(111,011)；
若两组最优组合为(000,001)与(111,001)，且(|ic|<＝|ia|或|ic|<＝|ib|),则选择(000,001)；否则，选择(111,001)；
若两组最优组合为(000,101)与(111,101)，且(|ia|<＝|ib|且|ic|<＝|ib|)，则选择(000,101)；否则，选择(111,101)。
3.根据权利要求1所述的低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤一中三相负载电流ia、ib、ic经clake变换到两相静止αβ坐标系下的αβ分量的方法为：
4.根据权利要求3所述的低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤三中将不同开关状态所对应的电压矢量转化到两相静止αβ坐标系下的电压αβ分量uα和uβ的方法为：
其中，当电压矢量为两个零矢量000或111时，
5.根据权利要求4所述的低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤四中预测k+1时刻的电流值iα(k+1)和iβ(k+1)的方法为：
其中，L为负载电感，R为负载电阻，TS为控制周期；。
6.根据权利要求5所述的低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤五中第一目标函数gi为：gi＝|iαref-iα(k+1)|+|iβref-iβ(k+1)|；其中：iαref、iβref分别为电流参考值。
7.根据权利要求6所述的低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，所述两个零矢量的第一目标函数结果g0m相等、记为g0，零矢量的作用时间非零矢量的作用时间为：每个非零矢量的第一目标函数值gn得到一组作用时间t0和t1。
8.根据权利要求7所述的低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法，其特征在于，所述第二目标函数Gn为：Gn＝t0g0+t1gn；n＝1,2,3,4,5,6。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109936299A (zh) * 2019-05-07 2019-06-25 郑州轻工业学院 一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法
CN110854894A (zh) * 2019-12-09 2020-02-28 上海振华重工电气有限公司 基于模型预测控制的光伏储能***中逆变电路的控制方法
CN112448606A (zh) * 2019-08-29 2021-03-05 南京理工大学 带阻感负载三电平逆变器的改进模型预测控制方法
CN112994109A (zh) * 2021-04-25 2021-06-18 郑州轻工业大学 Lc滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法
CN113162115A (zh) * 2021-04-25 2021-07-23 中国电力科学研究院有限公司 一种三相并网逆变器加权滑模模型预测电流控制方法
CN113991739A (zh) * 2021-11-05 2022-01-28 福州大学 一种并网逆变器简化矢量定频预测电流控制方法
CN116595395A (zh) * 2023-07-14 2023-08-15 中国人民解放军空军预警学院 一种基于深度学习的逆变器输出电流预测方法及***

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110227515A1 (en) * 2010-03-18 2011-09-22 Denso Corporation Control apparatus for electric rotating machine
CN104022662A (zh) * 2014-06-27 2014-09-03 北方工业大学 基于模型预测控制的pwm整流器控制方法及装置
CN105071677A (zh) * 2015-08-28 2015-11-18 山东大学 用于两电平三相并网逆变器的电流预测控制方法
CN105897030A (zh) * 2016-06-08 2016-08-24 江苏固德威电源科技股份有限公司 一种无差拍定频模型预测控制方法、装置及***
CN106787874A (zh) * 2017-03-15 2017-05-31 郑州轻工业学院 清洁能源发电并网逆变器有限状态模型预测控制方法
CN106803683A (zh) * 2017-03-15 2017-06-06 郑州轻工业学院 一种双向交直流变换器模型预测电流控制方法
CN106849733A (zh) * 2017-03-15 2017-06-13 郑州轻工业学院 电网不平衡下双向ac/dc变换器故障容错模型预测控制方法
CN107769259A (zh) * 2017-12-01 2018-03-06 北京航空航天大学 一种基于离散平均模型的逆变器电流预测控制方法
CN108011555A (zh) * 2017-12-13 2018-05-08 北京理工大学 一种永磁同步电机模型预测电流控制方法

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110227515A1 (en) * 2010-03-18 2011-09-22 Denso Corporation Control apparatus for electric rotating machine
CN104022662A (zh) * 2014-06-27 2014-09-03 北方工业大学 基于模型预测控制的pwm整流器控制方法及装置
CN105071677A (zh) * 2015-08-28 2015-11-18 山东大学 用于两电平三相并网逆变器的电流预测控制方法
CN105897030A (zh) * 2016-06-08 2016-08-24 江苏固德威电源科技股份有限公司 一种无差拍定频模型预测控制方法、装置及***
CN106787874A (zh) * 2017-03-15 2017-05-31 郑州轻工业学院 清洁能源发电并网逆变器有限状态模型预测控制方法
CN106803683A (zh) * 2017-03-15 2017-06-06 郑州轻工业学院 一种双向交直流变换器模型预测电流控制方法
CN106849733A (zh) * 2017-03-15 2017-06-13 郑州轻工业学院 电网不平衡下双向ac/dc变换器故障容错模型预测控制方法
CN107769259A (zh) * 2017-12-01 2018-03-06 北京航空航天大学 一种基于离散平均模型的逆变器电流预测控制方法
CN108011555A (zh) * 2017-12-13 2018-05-08 北京理工大学 一种永磁同步电机模型预测电流控制方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LEILEI GUO ET AL.: "A Model Predictive Control Based Common-Mode Voltage Suppression Strategy for Voltage-Source Inverter", 《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》 *
尚姝钰等: "基于模型预测控制的有源电力滤波器开关损耗优化设计", 《轻工学报》 *
郭磊磊等: "一种改进的永磁同步发电机模型预测共模电压抑制方法", 《中国电机工程学报》 *

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109936299A (zh) * 2019-05-07 2019-06-25 郑州轻工业学院 一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法
CN109936299B (zh) * 2019-05-07 2020-06-19 郑州轻工业学院 一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法
CN112448606A (zh) * 2019-08-29 2021-03-05 南京理工大学 带阻感负载三电平逆变器的改进模型预测控制方法
CN110854894A (zh) * 2019-12-09 2020-02-28 上海振华重工电气有限公司 基于模型预测控制的光伏储能***中逆变电路的控制方法
CN112994109A (zh) * 2021-04-25 2021-06-18 郑州轻工业大学 Lc滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法
CN113162115A (zh) * 2021-04-25 2021-07-23 中国电力科学研究院有限公司 一种三相并网逆变器加权滑模模型预测电流控制方法
CN113162115B (zh) * 2021-04-25 2022-07-01 中国电力科学研究院有限公司 一种三相并网逆变器加权滑模模型预测电流控制方法
CN112994109B (zh) * 2021-04-25 2023-03-14 郑州轻工业大学 Lc滤波型并网逆变器加权滑模模型预测电容电压控制方法
CN113991739A (zh) * 2021-11-05 2022-01-28 福州大学 一种并网逆变器简化矢量定频预测电流控制方法
CN116595395A (zh) * 2023-07-14 2023-08-15 中国人民解放军空军预警学院 一种基于深度学习的逆变器输出电流预测方法及***
CN116595395B (zh) * 2023-07-14 2023-09-22 中国人民解放军空军预警学院 一种基于深度学习的逆变器输出电流预测方法及***

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