CN108664757B - 精确谐波控制高增益高效率e3f2类堆叠功率放大器 - Google Patents

精确谐波控制高增益高效率e3f2类堆叠功率放大器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器，包括依次连接的输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络、漏源补偿双路自偏堆叠放大网络、E3F2类阻抗匹配网络以及输出功率合成基波网络。本发明采用基于漏源补偿双路自偏二堆叠晶体管结构，并结合了高效E3F2类输出匹配网络，使得电路可以实现E3F2类放大器输出阻抗的基波、谐波阻抗的精确控制，本发明可以结合F类与E类放大器的输出阻抗电路共性，将峰值电压控制在F类和E类中间，缓解了晶体管的峰值电压的设计压力，并且具有高效率、高增益、高功率输出能力，占用较小的电路尺寸。

Description

精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器
技术领域
本发明属于场效应晶体管射频功率放大器和集成电路技术领域，具体涉及一种精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器的设计。
背景技术
随着现代军用、民用通信技术的发展，射频前端发射机也向高效率、高增益、高功率输出的方向发展。因此市场迫切的需求高效率、高增益、高功率的功率放大器。然而，在传统高效率功率放大器的设计中，一直存在一些设计难题，主要体现在高效率指标相互制约：为了保证放大器的高效率工作，晶体管要工作在过驱动模式下，类似于开关状态，但是过驱动开关功率放大器的带宽一直是电路实现的技术瓶颈。
常见的高效率功率放大器的电路结构有很多，最典型的是传统AB类、C类，开关型D类、E类、F类功率放大器等，但是，这些高效率放大器的宽带特性仍然存在一些不足，主要体现在：传统AB类放大器理论极限效率为78.5％，相对较低，往往需要牺牲输出插损和效率来增加放大器的带宽；C类放大器极限效率为100％，但是功率输出能力较低，宽带输出能力和效率较低；开关型D类、E类、F类功率放大器等需要依赖精确的谐波阻抗控制，或者严格的阻抗匹配条件，这些控制和条件都大大限制了放大器工作带宽。除此之外，现有高效率场效应管功率放大器往往是基于单个共源晶体管实现的，受到单个晶体管的限制，功率输出能力和功率增益能力都相对较低。
发明内容
本发明的目的是提出一种精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器，利用自偏置晶体管堆叠技术以及高效率E3F2类匹配技术，使得电路可以实现E3F2类放大器输出阻抗的基波、谐波阻抗的精确控制，并且具有高效率、高增益、高功率输出能力，占用较小的电路尺寸。
本发明的技术方案为：一种精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器，包括依次连接的输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络、漏源补偿双路自偏堆叠放大网络、E3F2类阻抗匹配网络以及输出功率合成基波网络；输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的输入端为整个E3F2类堆叠功率放大器的输入端，其第一输出端与漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输入端连接，其第二输出端与漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输入端连接；输出功率合成基波网络的输出端为整个E3F2类堆叠功率放大器的输出端，其第一输入端与E3F2类阻抗匹配网络的第一输出端连接，其第二输入端与E3F2类阻抗匹配网络的第二输出端连接；漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输出端与E3F2类阻抗匹配网络的第一输入端连接，其第二输出端与E3F2类阻抗匹配网络的第二输入端连接。
本发明的有益效果是：本发明采用自偏置晶体管堆叠技术以及高效率E3F2类匹配技术，使得电路可以实现E3F2类放大器输出阻抗的基波、谐波阻抗的精确控制，该E3F2类放大器可以结合F类与E类放大器的输出阻抗电路共性，将峰值电压控制在F类和E类中间，缓解了晶体管的峰值电压的设计压力，并且具有高效率、高增益、高功率输出能力，占用较小的电路尺寸。
进一步地，输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络包括隔直电容C1，隔直电容C1的一端为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的输入端，其另一端分别与电感L1的一端、微带线TL1的一端、微带线TL2的一端以及接地电容C3连接，电感L1的另一端分别与接地电容C2以及低压偏置电源Vg连接；微带线TL1的另一端分别与电阻R1的一端以及微带线TL3的一端连接，微带线TL3的另一端连接电阻R2后作为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的第一输出端；微带线TL2的另一端分别与电阻R1的另一端以及微带线TL4的一端连接，微带线TL4的另一端连接电阻R11后作为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的第二输出端。
上述进一步方案的有益效果是：本发明采用的输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络能够实现对射频输入的信号进行等功率分配以及阻抗匹配，同时还可对漏源补偿双路自偏堆叠放大网络中两路堆叠功率放大电路的底层晶体管起到良好的栅极供电及偏置作用。
进一步地，漏源补偿双路自偏堆叠放大网络包括第一路二堆叠功率放大电路和第二路二堆叠功率放大电路，第一路二堆叠功率放大电路和第二路二堆叠功率放大电路结构相同。第一路二堆叠功率放大电路包括按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管M2和底层晶体管M1；底层晶体管M1的源极接地，其栅极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输入端；底层晶体管M1的漏极和顶层晶体管M2的源极之间通过微带线TL5连接；顶层晶体管M2的漏极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输出端，其源极和漏极之间通过电容C7连接，其栅极分别与电阻R4的一端以及第一栅极补偿电路连接；第一栅极补偿电路包括串联的栅极稳定电阻R3和补偿接地电容C4。第二路二堆叠功率放大电路包括按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管M4和底层晶体管M3；底层晶体管M3的源极接地，其栅极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输入端；底层晶体管M3的漏极和顶层晶体管M4的源极之间通过微带线TL6连接；顶层晶体管M4的漏极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输出端，其源极和漏极之间通过电容C6连接，其栅极分别与电阻R6的一端以及第二栅极补偿电路连接；第二栅极补偿电路包括串联的栅极稳定电阻R7和补偿接地电容C5。电阻R4的另一端分别与电阻R6的另一端、电阻R8的一端以及接地电阻R5连接，电阻R8的另一端分别与电阻R9的一端以及电阻R10的一端连接，电阻R9的另一端与顶层晶体管M2的漏极连接，电阻R10的另一端与顶层晶体管M4的漏极连接。
上述进一步方案的有益效果是：本发明的核心架构采用漏源补偿双路自偏堆叠放大网络，可以帮助高效率开关功率放大器提升功率容量和功率增益。并且本发明采用的双路堆叠放大网络加入了自偏置结构，不需要额外的堆叠栅极偏置电压，大大简化了堆叠结构的***栅极供电结构。此外，本发明采用的漏源补偿型结构可以抑制堆叠结构在逆F类工作模式下的栅源泄露现象。
进一步地，E3F2类阻抗匹配网络包括微带线TL7和微带线TL8，微带线TL7的一端为E3F2类阻抗匹配网络的第一输入端，其另一端分别与电容C8的一端以及微带线TL9的一端连接，微带线TL9的另一端为E3F2类阻抗匹配网络的第一输出端，并通过电感L2连接电容C10的一端；微带线TL8的一端为E3F2类阻抗匹配网络的第二输入端，其另一端分别与电容C9的一端以及微带线TL10的一端连接，微带线TL10的另一端为E3F2类阻抗匹配网络的第二输出端，并通过电感L3连接电容C11的一端；电容C8的另一端与电容C9的另一端连接并接地，电容C10的另一端与电容C11的另一端连接并接地。
上述进一步方案的有益效果是：本发明中的E3F2类阻抗匹配网络采用基于精确谐波控制的E3F2类匹配架构，可以实现输出阻抗的基波、谐波阻抗的精确控制，结合F类与E类放大器的输出阻抗电路共性，将峰值电压控制在F类和E类中间，缓解了晶体管的峰值电压的设计压力，并且具有高效率、高增益、高功率输出能力，占用较小的电路尺寸。
进一步地，输出功率合成基波网络包括隔直电容C15，隔直电容C15的一端为输出功率合成基波网络的输出端，其另一端分别与电感L6的一端以及接地电容C13连接，电感L6的另一端还分别与电阻R11的一端以及高压偏置电源Vd连接，电阻R11的另一端与接地电容C16连接。隔直电容C15和接地电容C13的连接节点还通过第一LC谐振电路连接微带线TL11的一端，微带线TL11的另一端为输出功率合成基波网络的第一输入端，第一LC谐振电路包括并联的电感L4和电感C12；隔直电容C15和接地电容C13的连接节点还通过第二LC谐振电路连接微带线TL12的一端，微带线TL12的另一端为输出功率合成基波网络的第二输入端，第二LC谐振电路包括并联的电感L5和电感C14。
上述进一步方案的有益效果是：本发明的输出功率合成基波网络主要实现对E3F2类阻抗匹配网络输出的两路信号进行高次谐波控制及功率合成，同时还可对漏源补偿双路自偏堆叠放大网络中两路堆叠功率放大电路的顶层晶体管起到良好的漏极供电及偏置作用。
附图说明
图1所示为本发明实施例提供的精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器原理框图。
图2所示为本发明实施例提供的精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器电路图。
具体实施方式
现在将参考附图来详细描述本发明的示例性实施方式。应当理解，附图中示出和描述的实施方式仅仅是示例性的，意在阐释本发明的原理和精神，而并非限制本发明的范围。
本发明实施例提供了一种精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器，如图1所示，包括依次连接的输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络、漏源补偿双路自偏堆叠放大网络、E3F2类阻抗匹配网络以及输出功率合成基波网络；输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的输入端为整个E3F2类堆叠功率放大器的输入端，其第一输出端与漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输入端连接，其第二输出端与漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输入端连接；输出功率合成基波网络的输出端为整个E3F2类堆叠功率放大器的输出端，其第一输入端与E3F2类阻抗匹配网络的第一输出端连接，其第二输入端与E3F2类阻抗匹配网络的第二输出端连接；漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输出端与E3F2类阻抗匹配网络的第一输入端连接，其第二输出端与E3F2类阻抗匹配网络的第二输入端连接。
如图2所示，输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络包括隔直电容C1，隔直电容C1的一端为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的输入端，其另一端分别与电感L1的一端、微带线TL1的一端、微带线TL2的一端以及接地电容C3连接，电感L1的另一端分别与接地电容C2以及低压偏置电源Vg连接；微带线TL1的另一端分别与电阻R1的一端以及微带线TL3的一端连接，微带线TL3的另一端连接电阻R2后作为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的第一输出端；微带线TL2的另一端分别与电阻R1的另一端以及微带线TL4的一端连接，微带线TL4的另一端连接电阻R11后作为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的第二输出端。
漏源补偿双路自偏堆叠放大网络包括第一路二堆叠功率放大电路和第二路二堆叠功率放大电路，第一路二堆叠功率放大电路和第二路二堆叠功率放大电路结构相同。
第一路二堆叠功率放大电路包括按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管M2和底层晶体管M1；底层晶体管M1的源极接地，其栅极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输入端；底层晶体管M1的漏极和顶层晶体管M2的源极之间通过微带线TL5连接；顶层晶体管M2的漏极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输出端，其源极和漏极之间通过电容C7连接，其栅极分别与电阻R4的一端以及第一栅极补偿电路连接；第一栅极补偿电路包括串联的栅极稳定电阻R3和补偿接地电容C4。
第二路二堆叠功率放大电路包括按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管M4和底层晶体管M3；底层晶体管M3的源极接地，其栅极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输入端；底层晶体管M3的漏极和顶层晶体管M4的源极之间通过微带线TL6连接；顶层晶体管M4的漏极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输出端，其源极和漏极之间通过电容C6连接，其栅极分别与电阻R6的一端以及第二栅极补偿电路连接；第二栅极补偿电路包括串联的栅极稳定电阻R7和补偿接地电容C5。
电阻R4的另一端分别与电阻R6的另一端、电阻R8的一端以及接地电阻R5连接，电阻R8的另一端分别与电阻R9的一端以及电阻R10的一端连接，电阻R9的另一端与顶层晶体管M2的漏极连接，电阻R10的另一端与顶层晶体管M4的漏极连接。
E3F2类阻抗匹配网络包括微带线TL7和微带线TL8，微带线TL7的一端为E3F2类阻抗匹配网络的第一输入端，其另一端分别与电容C8的一端以及微带线TL9的一端连接，微带线TL9的另一端为E3F2类阻抗匹配网络的第一输出端，并通过电感L2连接电容C10的一端；微带线TL8的一端为E3F2类阻抗匹配网络的第二输入端，其另一端分别与电容C9的一端以及微带线TL10的一端连接，微带线TL10的另一端为E3F2类阻抗匹配网络的第二输出端，并通过电感L3连接电容C11的一端；电容C8的另一端与电容C9的另一端连接并接地，电容C10的另一端与电容C11的另一端连接并接地。
输出功率合成基波网络包括隔直电容C15，隔直电容C15的一端为输出功率合成基波网络的输出端，其另一端分别与电感L6的一端以及接地电容C13连接，电感L6的另一端还分别与电阻R11的一端以及高压偏置电源Vd连接，电阻R11的另一端与接地电容C16连接。
隔直电容C15和接地电容C13的连接节点还通过第一LC谐振电路连接微带线TL11的一端，微带线TL11的另一端为输出功率合成基波网络的第一输入端，第一LC谐振电路包括并联的电感L4和电感C12；隔直电容C15和接地电容C13的连接节点还通过第二LC谐振电路连接微带线TL12的一端，微带线TL12的另一端为输出功率合成基波网络的第二输入端，第二LC谐振电路包括并联的电感L5和电感C14。
下面结合图2对本发明的具体工作原理及过程进行介绍：
射频输入基波信号通过输入端IN进入输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络进行等功率分配及输入阻抗匹配后，形成两路信号分别进入漏源补偿双路自偏堆叠放大网络进行放大，放大后的两路信号再进入E3F2类阻抗匹配网络进行阻抗匹配，然后进入输出功率合成基波网络进行高次谐波控制及功率合成，最终形成射频输出信号到达输出端OUT。
其中输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络采用电阻R1作为功分器平衡电阻，与匹配微带线TL1～TL4一起构成威尔金森功分结构，实现对射频输入基波信号的功率分配。同时由接地电容C2和电感L1构成的枝节可以对漏源补偿双路自偏堆叠放大网络中的两个底层晶体管M1和M3起到良好的栅极供电及偏置作用。
漏源补偿双路自偏堆叠放大网络作为本发明的核心架构，用于对功率分配后的两路信号进行放大，可以帮助高效率开关功率放大器提升功率容量和功率增益。同时漏源补偿双路自偏堆叠放大网络中，由电阻R4～R6以及R8～R10构成了自偏置结构，不需要额外的堆叠栅极偏置电压，大大简化了堆叠结构的***栅极供电结构。此外，两个顶层晶体管M2和M4采用的漏源补偿型结构可以抑制堆叠结构在逆F类工作模式下的栅源泄露现象。
E3F2类阻抗匹配网络采用基于精确谐波控制的E3F2类匹配架构，可以实现F类的二次谐波阻抗和E类的三次谐波控制，从而实现输出阻抗的基波、谐波阻抗的精确控制，结合F类与E类放大器的输出阻抗电路共性，将峰值电压控制在F类和E类中间，缓解了晶体管的峰值电压的设计压力，并且具有高效率、高增益、高功率输出能力，占用较小的电路尺寸。
输出功率合成基波网络采用两个LC谐振电路分别对两路信号进行高次谐波控制，同时由接地电容C16、电阻R11和电感L6构成的枝节还可对漏源补偿双路自偏堆叠放大网络中的两个顶层晶体管M2和M4起到良好的漏极供电及偏置作用。
本发明实施例中，晶体管的尺寸和其他直流馈电电阻、补偿电容的大小是综合考虑整个电路的增益、带宽和输出功率等各项指标后决定的，通过后期的版图设计与合理布局，可以更好地实现所要求的各项指标，实现在条件下的低噪声、高增益、高线性度和良好的输入输出匹配特性、芯片面积小且成本低。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.精确谐波控制高增益高效率E3F2类堆叠功率放大器，其特征在于，包括依次连接的输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络、漏源补偿双路自偏堆叠放大网络、E3F2类阻抗匹配网络以及输出功率合成基波网络；
所述输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的输入端为整个所述E3F2类堆叠功率放大器的输入端，其第一输出端与漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输入端连接，其第二输出端与漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输入端连接；
所述输出功率合成基波网络的输出端为整个所述E3F2类堆叠功率放大器的输出端，其第一输入端与E3F2类阻抗匹配网络的第一输出端连接，其第二输入端与E3F2类阻抗匹配网络的第二输出端连接；
所述漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输出端与E3F2类阻抗匹配网络的第一输入端连接，其第二输出端与E3F2类阻抗匹配网络的第二输入端连接；
所述输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络包括隔直电容C1，所述隔直电容C1的一端为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的输入端，其另一端分别与电感L1的一端、微带线TL1的一端、微带线TL2的一端以及接地电容C3连接，所述电感L1的另一端分别与接地电容C2以及低压偏置电源Vg连接；
所述微带线TL1的另一端分别与电阻R1的一端以及微带线TL3的一端连接，所述微带线TL3的另一端连接电阻R2后作为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的第一输出端；所述微带线TL2的另一端分别与电阻R1的另一端以及微带线TL4的一端连接，所述微带线TL4的另一端连接电阻R11后作为输入改进型威尔金森功分阻抗匹配网络的第二输出端；
所述漏源补偿双路自偏堆叠放大网络包括第一路二堆叠功率放大电路和第二路二堆叠功率放大电路，所述第一路二堆叠功率放大电路和第二路二堆叠功率放大电路结构相同；
所述第一路二堆叠功率放大电路包括按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管M2和底层晶体管M1；所述底层晶体管M1的源极接地，其栅极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输入端；所述底层晶体管M1的漏极和顶层晶体管M2的源极之间通过微带线TL5连接；所述顶层晶体管M2的漏极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第一输出端，其源极和漏极之间通过电容C7连接，其栅极分别与电阻R4的一端以及第一栅极补偿电路连接；所述第一栅极补偿电路包括串联的栅极稳定电阻R3和补偿接地电容C4；
所述第二路二堆叠功率放大电路包括按照源极-漏极相连堆叠构成的顶层晶体管M4和底层晶体管M3；所述底层晶体管M3的源极接地，其栅极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输入端；所述底层晶体管M3的漏极和顶层晶体管M4的源极之间通过微带线TL6连接；所述顶层晶体管M4的漏极为漏源补偿双路自偏堆叠放大网络的第二输出端，其源极和漏极之间通过电容C6连接，其栅极分别与电阻R6的一端以及第二栅极补偿电路连接；所述第二栅极补偿电路包括串联的栅极稳定电阻R7和补偿接地电容C5；
所述电阻R4的另一端分别与电阻R6的另一端、电阻R8的一端以及接地电阻R5连接，所述电阻R8的另一端分别与电阻R9的一端以及电阻R10的一端连接，所述电阻R9的另一端与顶层晶体管M2的漏极连接，所述电阻R10的另一端与顶层晶体管M4的漏极连接；
所述E3F2类阻抗匹配网络包括微带线TL7和微带线TL8，所述微带线TL7的一端为E3F2类阻抗匹配网络的第一输入端，其另一端分别与电容C8的一端以及微带线TL9的一端连接，所述微带线TL9的另一端为E3F2类阻抗匹配网络的第一输出端，并通过电感L2连接电容C10的一端；
所述微带线TL8的一端为E3F2类阻抗匹配网络的第二输入端，其另一端分别与电容C9的一端以及微带线TL10的一端连接，所述微带线TL10的另一端为E3F2类阻抗匹配网络的第二输出端，并通过电感L3连接电容C11的一端；
所述电容C8的另一端与电容C9的另一端连接并接地，所述电容C10的另一端与电容C11的另一端连接并接地；
所述输出功率合成基波网络包括隔直电容C15，所述隔直电容C15的一端为输出功率合成基波网络的输出端，其另一端分别与电感L6的一端以及接地电容C13连接，所述电感L6的另一端还分别与电阻R11的一端以及高压偏置电源Vd连接，所述电阻R11的另一端与接地电容C16连接；
所述隔直电容C15和接地电容C13的连接节点还通过第一LC谐振电路连接微带线TL11的一端，所述微带线TL11的另一端为输出功率合成基波网络的第一输入端，所述第一LC谐振电路包括并联的电感L4和电感C12；
所述隔直电容C15和接地电容C13的连接节点还通过第二LC谐振电路连接微带线TL12的一端，所述微带线TL12的另一端为输出功率合成基波网络的第二输入端，所述第二LC谐振电路包括并联的电感L5和电感C14。
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