CN108544935B - 一种电动汽车双向无线充电***传输功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线充电技术领域，尤其涉及一种电动汽车双向无线充电***传输功率控制方法，包括以下步骤：对***的原边和副边线圈间的互感进行计算，并根据输出功率指令值计算得到原边和副边变换器的内移相角；原边和副边控制器以各自时钟信号为基准各自调整原边和副边变换器中各桥臂开关信号的相位，解耦传输功率方向与大小的控制；通过跟踪输出电流的极值，实现原边和副边变换器控制信号的相位同步，对***传输功率的方向进行控制。解决了通信延迟造成的外移相角不可知、不可控的问题，解耦了传输功率方向和大小的控制，不需要原、副边线圈中高频电流的相位信息，减小了电路设计难度和运算速度要求，降低了成本，提升了抗干扰性和可靠性。

Description

一种电动汽车双向无线充电***传输功率控制方法

技术领域

本发明属于无线充电技术领域，尤其涉及一种电动汽车双向无线充电***传输功率控制方法。

背景技术

无线电能传输(Wireless Power Transfer，WPT)技术目前已广泛应用于智能手机、医疗设备、电动汽车、工业自动化等领域。相对于传统有线充电，双向无线充电***以其无需插拔、即停即充、灵活便捷等特点，较有线充电，更适用于车联网技术(vehicle togrid，V2G)的应用，通过电动汽车与电网间功率的双向流动，在电网的削峰填谷、空载备用、调节峰值功率、自动发电控制等方面有很强的优势。

控制对象是电动汽车双向无线充电***(Bidirectional WirelessChargingSystem，BWCS)，该***采用串联谐振(SS结构)，原、副边变换器均由全控型H桥构成，即功率可以电网侧传至车载电池，亦可由车载电池回馈至电网。如图1所示，为方便表述和区分，下文将与电网相连的一侧称“原边”，与车载电池相连的一侧称作“副边”。其中，***原边和副边谐振回路的集中等效电阻分别为R₁、R₂，***工作在谐振角频率ω(

L₁和L₂为原、副边线圈的自感，C₁和C₂为谐振电容的容值)，原边和副边线圈间的互感为M，原边和副边直流母线电压分别为U_DC1、U_DC2。其中，S_p1，S_p3，S_s1，S_s3分别对应原、副边高频变换器的超前桥臂的上桥臂，S_p2，S_p4，S_s2，S_s4分别对应原、副边高频变换器的滞后桥臂的下桥臂。

设原、副边控制器自身信号时钟为CLK_p和CLK_s，传统方法采用如图2所示原、副边控制信号产生逻辑关系后，原边和副边变换器中两个桥臂输出脉冲的内移相角分别为α、β，原、副边因无线通信延迟造成的相位差为

副边控制器脉冲信号与时钟信号的相位差靠

进行调整，相应地，外移相角γ可表示为：

这种控制信号产生的逻辑关系将控制功率方向的变量γ和控制功率大小的变量α、β耦合在一起，当变量α、β突然变化，会给外移相角γ的带来困难。

设原边、副边H桥高频变换器输出电压的基波分量为

当***完全谐振时，有：

定义该***的电压增益G_U＝U₂/U₁，其中，U₁和U₂高频变换器输出电压中基波分量的幅值。图1所示BWCS***输出功率I_out和***传输效率η为

充电模式：

放电模式：

由以上各式可知，静态式电动汽车双向无线充电***的输出电流由原边和副边变换器内移相角α、β和外移相角γ共同决定，而传输线圈间传输效率由外移相角γ和***的电压增益G_U决定。

为使得传输效率最大化，需保证***运行时，γ保持在π/2(放电模式：3π/2)，可通过调节原、副边变换器内移相角α和β，使得***输出功率达到指令值P_ref的同时，尽可能使电压增益G_U满足约束条

现有BWCS***的控制方法，有以下两种：1)一侧变换器运行在高频逆变模式，另一侧变换器运行在不控整流模式，仅通过调节α(放电模式下调节β)，来控制***的传输功率，其主要问题在于：无法在保证传输功率达到指令值P_ref的同时，保证电压增益满足约束条件

2)通过在副边线圈之外另增加一辅助线圈，用于与副边线圈电流作差后，获得原边线圈电流的相位，通过跟踪原边电流相位来保证外相角γ维持在π/2(或3π/2)，其主要问题在于：该方法依赖于对原、副边线圈中高频电流间相位差的精确采样，对采样电路和控制器的同步性要求非常较高，且控制带宽受锁相环的参数影响较大，同时，由于测量的是高频信号，受高频电磁干扰的影响较大，***成本高。

为保证***具有较高的传输效率，要求原、副边变换器控制信号间能够实现严格的相位同步，来保持外移相角γ在π/2(或3π/2，放电模式)附近。但由于现有的无线通讯技术(如蓝牙、ZigBee等)存在毫秒级的通信延迟，而***的开关周期多在微秒级，且原边和副边控制器晶振存在频率偏差，以上原因会导致外移相角γ处于不可知、不可控的状态。此外，控制传输功率方向的外移相角γ与控制传输功率大小的α和β相互耦合，也给γ的控制带来了困难。

发明内容

针对上述BWCS的控制需求及现有技术上的困难，本发明提出了一种电动汽车双向无线充电***传输功率控制方法，包括以下步骤：

步骤1：对电动汽车双向无线充电***的原边和副边线圈间的互感进行计算，并根据输出功率指令值计算得到原边和副边变换器的内移相角；

步骤2：原边和副边控制器以各自时钟信号为基准各自调整原边和副边变换器中各桥臂开关信号的相位，解耦传输功率方向与大小的控制；

步骤3：通过跟踪输出电流的极值，实现原边和副边变换器控制信号的相位同步，对***传输功率的方向进行控制。

所述互感的计算方法包括：采集***稳态运行过程中各状态变量的直流成分，且考虑变换器的死区长度对变换器输出电压的影响，通过测量副边输出电流和母线电压直流分量，结合原边母线电压和原、副边谐振回路等效电阻进行互感计算。

所述互感的计算公式为：

其中，M为互感，U_DC1、U_DC2分别为原边和副边变换器母线电压直流分量，α₀为原边变换器桥臂输出脉冲的初始内移相角，t_d为变换器的死区长度，I_out为副边变换器输出电流直流分量，R₁、R₂分别为原边和副边谐振回路的等效电阻，ω为变换器的开关频率。

所述原边和副边变换器的内移相角的计算方法包括：考虑变换器的死区长度对变换器输出电压的影响，同时计及不同传输功率指令下内移相角取值范围的限制，计算不同传输功率指令值对应下的原边和副边变换器的内移相角。

所述原边和副边变换器的内移相角的计算公式包括：

令中间变量

中间变量λ＝(ωM)²+R₁R₂

①若

且

则取

②若

且

则取

③若

且

则取

④若

且

则取

β＝π,α＝π

其中，R₁、R₂分别为原边和副边谐振回路的等效电阻，ω为变换器的开关频率，M为互感，P_ref为传输功率指令值，U_DC1、U_DC2分别为原边和副边变换器母线电压直流分量，t_d为变换器的死区长度，α、β分别为原边和副边变换器的内移相角。

所述各桥臂开关信号的相位为：原边变换器的超前桥臂中上桥臂开关控制信号S_p1相对于基准超前移动α/2，滞后桥臂上桥臂开关控制信号S_p3相对于基准滞后移动α/2；副边变换器的超前桥臂中上桥臂开关控制信号S_s1相对于基准超前移动相位

滞后桥臂开关控制信号S_s3相对于基准滞后移动

从而满足

外移相角γ不受原边和副边变换器的内移相角α和β影响，

为原边和副边控制器脉冲信号因无线通信延迟造成的相位差，

为副边控制器脉冲信号与时钟信号的相位差。

所述步骤3具体包括：先根据输出功率指令值的正负判断***是工作在充电模式还是放电模式，然后对控制信号施加扰动

根据输出电流的变化方向，对输出电流充电模式下的最大值或放电模式下的最小值进行跟踪，从而实现原、副边变换器控制信号的相位同步，对传输功率的方向进行控制。

所述步骤3在充电模式下具体包括：

步骤301：设副边控制器在k-1时刻开始相位同步，若传输功率指令值P_ref>0，判断***工作在充电模式，记录此刻输出电流的直流分量为I_out(k-1)；

步骤302：一个扰动周期T_c后，即在k时刻，施加一正向扰动

副边控制器脉冲信号输出相位变为

测量并记录此时输出电流中直流分量为I_out(k)；

步骤303：比较I_out(k-1)和I_out(k)的大小：若I_out(k)>I_out(k-1)，说明***向输出电流增大的方向移动，继续施加正向扰动

即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)<I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最大值，记录下此时的输出电流的值为I_out-max，下一时刻，***输出

若I_out(k)<I_out(k-1)，说明***向输出电流减小的方向移动，继续施加负向扰动，即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)<I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最大值，下一时刻，***输出

步骤304：不断检测I_out的值并与I_out-max进行比较，当I_out<I_out-max时，开始下一次相位同步过程。

所述步骤3在放电模式下具体包括：

步骤311：设副边控制器在k-1时刻开始相位同步，若传输功率指令值P_ref<0，判断***工作在放电模式，记录此刻输出电流的直流分量为I_out(k-1)；

步骤312：一个扰动周期T_c后，即在k时刻，施加一正向扰动

副边控制器脉冲信号输出相位变为

测量并记录此时输出电流中直流分量为I_out(k)；

步骤313：比较I_out(k-1)和I_out(k)的大小：若I_out(k)<I_out(k-1)，说明***向输出电流减小的方向移动，继续施加正向扰动

即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)>I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最小值，记录下此时的输出电流的值为I_out-min，下一时刻，***输出

若I_out(k)>I_out(k-1)，说明***向输出电流增大的方向移动，继续施加负向扰动，即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)>I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最小值，下一时刻，***输出

步骤314：不断检测I_out的值并与I_out-min进行比较，当I_out>I_out-min时，开始下一次相位同步过程。

本发明有益效果在于：

1、解决BWCS原、副边无线通信延迟造成的外移相角不可知、不可控的问题。

2、解耦BWCS中传输功率方向和大小的控制，使得两者互不干扰。在满足***输出功率的同时，保证全功率范围内，***具有较高的传输效率。

3、不依赖于高频电流的精确采样、且不受原、副边无线通信延迟和低速的影响，具有更快的动态响应能力。

4、与传统控制策略相比，该方法不需要原、副边线圈中高频电流的相位信息，减小了采样电路设计难度和控制***的运算速度要求，降低了***成本，仅需测量***中输出电流的直流分量，提升了***的抗干扰性和可靠性。

附图说明

图1为BWCS***示意图

图2为原有控制信号产生逻辑关系图

图3为发明中控制方法信息交互图

图4为发明中控制方法示意图

图5为仿真一实验条件下的***原、副边变换器控制信号及状态变量波形图

图6为仿真二实验条件下的***原、副边变换器控制信号及状态变量波形图

具体实施方式

下面结合附图，对实施例作详细说明。

针对上述BWCS的控制需求及现有技术上的困难，本发明的目的在于：提出一种不依赖于高频电流的精确采样、且不受原、副边无线通信延迟影响的，BWCS传输功率的控制策略。其原、副边变换器信息交互过程如图3所示，整体控制框图如图4所示。在保证***电压增益尽可能满足约束条件

的前提下，通过功率预测对传输功率的大小进行控制，可使得BWCS***在全功率范围内，保持较高的传输效率。

1、原边变换器启动过程

副边控制器接收车载电池管理***(Battery Management System,BMS)的握手信号和启动信号，通过无线通信向原边发送启动信号和内移相信息α₀，原边变换器收到信号后进入高频逆变模式，固定内移相角为α₀，并通过无线通信向副边传回原边母线电压U_DC1和等效电阻R₁等信息。

2、互感计算和原、副边变换器内移相角计算

副边控制器通过测量副边输出电流和母线电压直流分量，结合接收到U_DC1等信息后，对BWCS的互感M进行计算如下：

其中，U_DC2为副边变换器母线电压的直流分量，I_out为副边变换器输出电流的直流分量，可通过测量得到。R₂为副边谐振回路的等效电阻，ω为变换器的开关频率(即***的谐振频率)。t_d为变换器的死区长度(单位：rad)。原边母线电压U_DC1和等效电阻R₁，通过无线通信从原边控制器获得。

考虑死区长度对变换器输出电压的影响，同时计及不同传输功率指令P_ref对内移相角取值范围的影响，根据互感M的值，分四种运行工况，计算对应传输功率指令P_ref对应的原、副边变换器内移相角α和β如下：

令

λ＝(ωM)²+R₁R₂

①若

且

则取

②若

且

则取

③若

且

则取

④若

且

则取

β＝π,α＝π

3、副边变换器启动过程

副边控制器向原边控制发送内移相角α，对于原边控制器，以其时钟信号为基准，超前桥臂上桥臂开关控制信号S_p1相对于基准超前移动α/2,滞后桥臂上桥臂开关控制信号S_p3相对于基准滞后相位α/2。副边控制器进入高频整流模式，以其时钟信号为基准，超前桥臂上桥臂控制信号S_s1相对于基准滞后相位

滞后桥臂控制信号相对于基准滞后相位

完成对应传输功率大小的控制，消除无线通信延迟的影响。这种控制信号产生逻辑下，有

外移相角γ不受内移相角α和β影响，解耦了传输功率方向与大小的控制。

4、运行过程中的功率大小和方向调节

考虑无线通信延迟和控制器晶振频率偏差对原、副边变换器控制信号相位差的影响，通过对输出电流中直流分量的极值进行跟踪，对传输功率的方向进行控制。在副边控制器中，先根据P_ref的正负判断***是工作在充电模式(功率从原边向副边流动)，还是工作在放电模式(功率从副边向原边流动)，然后对控制信号施加扰动

根据输出电流的变化方向，对输出电流的最大值(充电模式)或最小值(放电模式)进行跟踪，从而实现原、副边变换器控制信号的相位同步，对传输功率的方向进行控制。分充电模式和放电模式具体说明其实现方法为：

①充电模式：

第一步：设副边控制器在k-1时刻开始相位同步，若P_ref>0，判断***工作在充电模式，记录此刻输出电流的直流分量的值为I_out(k-1)。

第二步：一个扰动周期T_c后，即在k时刻，施加一正向扰动

输出变为

测量并记录此时输出电流中直流分量为I_out(k)。

第三步：比较I_out(k-1)和I_out(k)的大小：若I_out(k)>I_out(k-1)，说明***向输出电流增大的方向移动，继续施加正向扰动

即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)<I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最大值，记录下此时的输出电流的值为I_out-max，下一时刻，***输出

若I_out(k)<I_out(k-1)，说明***向输出电流减小的方向移动，继续施加负向扰动，即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)<I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最大值，下一时刻，***输出

第四步：不断检测I_out的值并与I_out-max进行比较，当I_out<I_out-max时，开始下一次相位同步过程。

②放电模式：

第一步：设副边控制器在k-1时刻开始相位同步，若P_ref<0，判断***工作在放电模式，记录此刻输出电流的直流分量的值为I_out(k-1)。

第二步：一个扰动周期T_c后，即在k时刻，施加一正向扰动

输出变为

测量并记录此时输出电流中直流分量为I_out(k)。

第三步：比较I_out(k-1)和I_out(k)的大小：若I_out(k)<I_out(k-1)，说明***向输出电流减小的方向移动，继续施加正向扰动

即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)>I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最小值，记录下此时的输出电流的值为I_out-min，下一时刻，***输出

若I_out(k)>I_out(k-1)，说明***向输出电流增大的方向移动，继续施加负向扰动，即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)>I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最小值，下一时刻，***输出

第四步：不断检测I_out的值并与I_out-min进行比较，当I_out>I_out-min时，开始下一次相位同步过程。

为说明本发明的实施过程并验证其控制性能，在MATLAB/SIMULINK平台搭建相应的仿真模型，其***参数如表1所示。

表1仿真模型使用参数

***输出功率P_out，输出电流I_out，控制信号S_p1～S_s4，原边线圈电压u₁，电流i₁，副边线圈电压u₂，电流i₂的工作波形如图5所示。在0～0.1s内，原边变换器启动，副边控制器完成互感计算和内移相角计算；0.1s时，副边变换器启动，开始相位同步，并控制输出功率达到指令值P_ref＝800W；0.2s时，输出功率指令值P_ref＝1.6kW，副边控制器重新计算内移相角，并通过无线通信发送回原边，10ms后***输出功率达到指令值；0.3s时，输出功率指令值发生反向，***从充电模式转入放电模式。放大窗口中显示了充电模式和放电模式下，原、副边变换器控制信号与其输出电压、电流间的相位关系。以上过程对应到本发明中BWCS控制方法的4个工作阶段，结果验证了所提方法的有效性。

改变互感值M为40μH，通信延迟为20ms，原、副边开关周期偏差为ΔT_w/T_w为100ppm，如图6所示，可以看到，针对不同互感值，不同通信延迟和控制器间晶振偏差，本发明中所述方法仍然适用。

此实施例仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种电动汽车双向无线充电***传输功率控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：对电动汽车双向无线充电***的原边和副边线圈间的互感进行计算，并根据输出功率指令值计算得到原边和副边变换器的内移相角；

步骤2：原边和副边控制器以各自时钟信号为基准各自调整原边和副边变换器中各桥臂开关信号的相位，解耦传输功率方向与大小的控制；

步骤3：通过跟踪输出电流的极值，实现原边和副边变换器控制信号的相位同步，对***传输功率的方向进行控制。

2.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述互感的计算方法包括：采集***稳态运行过程中各状态变量的直流成分，且考虑变换器的死区长度对变换器输出电压的影响，通过测量副边输出电流和母线电压直流分量，结合原边母线电压和原、副边谐振回路等效电阻进行互感计算。

3.根据权利要求1或2所述方法，其特征在于，所述互感的计算公式为：

其中，M为互感，U_DC1、U_DC2分别为原边和副边变换器母线电压直流分量，α₀为原边变换器桥臂输出脉冲的初始内移相角，t_d为变换器的死区长度，I_out为副边变换器输出电流直流分量，R₁、R₂分别为原边和副边谐振回路的等效电阻，ω为变换器的开关频率。

4.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述原边和副边变换器的内移相角的计算方法包括：考虑变换器的死区长度对变换器输出电压的影响，同时计及不同传输功率指令下内移相角取值范围的限制，计算不同传输功率指令值对应下的原边和副边变换器的内移相角。

5.根据权利要求1或4所述方法，其特征在于，所述原边和副边变换器的内移相角的计算公式包括：

令中间变量

中间变量λ＝(ωM)²+R₁R₂

①若

且

则取

②若

且

则取

③若

且

则取

α＝π

④若

且

则取

β＝π,α＝π

其中，R₁、R₂分别为原边和副边谐振回路的等效电阻，ω为变换器的开关频率，M为互感，P_ref为传输功率指令值，U_DC1、U_DC2分别为原边和副边变换器母线电压直流分量，t_d为变换器的死区长度，α、β分别为原边和副边变换器的内移相角。

6.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述各桥臂开关信号的相位为：原边变换器的超前桥臂中上桥臂开关控制信号S_p1相对于基准超前移动α/2，滞后桥臂上桥臂开关控制信号S_p3相对于基准滞后移动α/2；副边变换器的超前桥臂中上桥臂开关控制信号S_s1相对于基准超前移动相位

滞后桥臂开关控制信号S_s3相对于基准滞后移动

从而满足

外移相角γ不受原边和副边变换器的内移相角α和β影响，

为原边和副边控制器脉冲信号因无线通信延迟造成的相位差，

为副边控制器脉冲信号与时钟信号的相位差。

7.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述步骤3具体包括：先根据输出功率指令值的正负判断***是工作在充电模式还是放电模式，然后对控制信号施加扰动

是在副边控制器脉冲信号相位

上施加的相对于上一控制周期的相位变化量，根据输出电流的变化方向，对输出电流充电模式下的最大值或放电模式下的最小值进行跟踪，从而实现原、副边变换器控制信号的相位同步，对传输功率的方向进行控制。

8.根据权利要求1或7所述方法，其特征在于，所述步骤3在充电模式下具体包括：

步骤301：设副边控制器在k-1时刻开始相位同步，若传输功率指令值P_ref>0，判断***工作在充电模式，记录此刻输出电流的直流分量为I_out(k-1)；

步骤302：一个扰动周期T_c后，即在k时刻，施加一正向扰动

副边控制器脉冲信号输出相位变为

测量并记录此时输出电流中直流分量为I_out(k)；

步骤303：比较I_out(k-1)和I_out(k)的大小：若I_out(k)>I_out(k-1)，说明***向输出电流增大的方向移动，继续施加正向扰动

即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)<I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最大值，记录下此时的输出电流的值为I_out-max，下一时刻，***输出

若I_out(k)<I_out(k-1)，说明***向输出电流减小的方向移动，继续施加负向扰动，即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)<I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最大值，下一时刻，***输出

步骤304：不断检测I_out的值并与I_out-max进行比较，当I_out<I_out-max时，开始下一次相位同步过程。

9.根据权利要求1或7所述方法，其特征在于，所述步骤3在放电模式下具体包括：

步骤311：设副边控制器在k-1时刻开始相位同步，若传输功率指令值P_ref<0，判断***工作在放电模式，记录此刻输出电流的直流分量为I_out(k-1)；

步骤312：一个扰动周期T_c后，即在k时刻，施加一正向扰动

副边控制器脉冲信号输出相位变为

测量并记录此时输出电流中直流分量为I_out(k)；

步骤313：比较I_out(k-1)和I_out(k)的大小：若I_out(k)<I_out(k-1)，说明***向输出电流减小的方向移动，继续施加正向扰动

即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)>I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最小值，记录下此时的输出电流的值为I_out-min，下一时刻，***输出

若I_out(k)>I_out(k-1)，说明***向输出电流增大的方向移动，继续施加负向扰动，即

直到n个控制周期后，出现I_out(k+n)>I_out(k+n-1)，则认为在k+n-1时刻，***输出电流达到最小值，下一时刻，***输出

步骤314：不断检测I_out的值并与I_out-min进行比较，当I_out>I_out-min时，开始下一次相位同步过程。

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