CN108462177A - 一种并网逆变器的串联型有源滤波器及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种并网逆变器的串联型有源滤波器及***，属于电力滤波器技术领域。串联型有源滤波器包括变压器、电压源逆变器单元、电流检测单元、基波检测单元、第一放大器、第二放大器、PWM驱动信号生成单元。串联型有源滤波器应用于多个三相并网逆变器的并联并网***中时，每个并网逆变器的每一相单独使用一套并网逆变器的串联型有源滤波器。本发明根据电路叠加原理对基波和谐波进行分别设计，提高并网逆变器的滤波性能，避免繁琐的滤波器参数设计和频率谐振问题，进一步减小并网谐波污染和功率损耗，保证并网逆变器***的稳定性，并取得良好的滤波效果。

Description

一种并网逆变器的串联型有源滤波器及***

技术领域

本发明属于电力滤波器技术领域，更具体地，涉及一种并网逆变器的串联型有源滤波器及***。

背景技术

在常规的石油、煤和天然气等化石能源日益匮乏的情况下，能源与环境问题日益突出。近十年来，风力以及光伏等可再生新能源发展迅速，分布式发电***并网发电获得了广泛的关注，呈现出蓬勃发展的趋势。随着分布式发电***渗透率的不断提高，单一逆变器的容量已难以满足并网规模的需求，而多个逆变器并联共同组成的并网发电***，成为分布式发电大规模应用的标志。并网逆变器作为可再生能源发电接入电网的关键设备，广泛应用于分布式并网发电***、交流微网中的并网型接口及直流微网中的直流母线与电网的接口等领域，其性能好坏直接影响到整个并网发电***。因此并网逆变器的拓扑结构、滤波器以及控制方式已成为目前各国学者研究的重点。

光伏发电、燃料电池等发出的是直流电，必须逆变成符合电网要求的交流电才能实现并网。然而并网逆变器一般采用高频PWM脉宽调制，会导致大量的开关频率次谐波电流进入电网，这样会对电网中其他EMI敏感设备产生干扰，必须在电网与逆变器之间加装滤波器。早期在小功率逆变并网发电***中，逆变器采用结构简单的L和LC滤波器改善入网电流的质量，并已经有了较为成熟的研究成果。但在中高功率应用场合，需要增加滤波电感值才能达到理想的谐波电流抑制效果，这不仅降低了***的动态性能，还带来元件体积过大、成本过高等一系列问题。

针对L滤波器的不足，许多学者提出用LCL滤波器代替L滤波器进行滤波。相比于L型滤波器，在达到相同的高频谐波抑制效果时，LCL型滤波器所需的总电感量比L型滤波器小得多，可以很好地抑制开关频率谐波、降低滤波器体积重量，因此被越来越多地应用于中高功率的并网逆变器设备。然而，LCL滤波器本身是一个欠阻尼三阶***，设计时不仅需要准确设计三个参数，包括两个电感值和一个电容值，各个参数对其滤波性能均有着重要的影响，导致其设计较为复杂。而且LCL滤波器本身存在固有的频率谐振点，不可避免地为***带来了谐振问题。

对于配置LCL滤波器的逆变器，由于滤波器参数的大小直接影响着***整体性能，因此，在进行LCL参数设计时通常会考虑以下要求：

(1)总电感量的限制。额定条件下的阻抗压降需小于电网电压的10％。

(2)对滤波器电容的限制。过大的滤波电容，将产生大量的无功损耗，降低了逆变器的整体功率处理能力。

(3)谐振频率的设计限制。为了避免谐振频率成为逆变器电流控制器设计的制约因素，一般要求设计的LCL滤波器的谐振频率在10倍基频和0.5倍开关频率之间。

(4)采用无源阻尼电阻方案时，对阻尼电阻R_d的限制。当R_d越大时，谐振峰值降低得越明显，但滤波器的损耗也随之增大，同时滤波器对高频谐波的滤波性能也将降低，工程中对阻尼电阻一般取为谐振频率处电容阻抗的1/3。

如上所述，LCL滤波器的参数设计受到诸多的限制。纵观已有文献，LCL滤波器及其改进型具有较好的应用前景，但是其参数优化设计仍较为困难。

针对LCL滤波器存在的谐振问题，已有许多学者讨论了LCL型并网逆变器的谐振抑制，主要包括电容支路串电阻的无源阻尼法，***电容电流控制，利用数字控制延迟及在电流调节器后附加数字滤波器的方法和基于电容电流反馈、电容电压反馈或者多状态变量组合反馈的有源阻尼控制方法。前述方法均可抑制LCL的谐振，但是上述大部分研究均仅考虑理想电网。而实际电网存在的不确定性会降低***性能，甚至产生不稳定。

与L型滤波器相比，LCL滤波器实际上是利用了电感与电容对不同频率分量所呈现阻抗的差异性的特点，滤波器增加了滤波电容C_f和网侧滤波电感L₂，高频情况下电感支路的阻抗大，而电容支路阻抗小，引入L₂和C_f后可对含有高次谐波的逆变器桥输出电流i_inv进行并联阻抗分流，滤波电容C_f为高频部分提供低阻通路，从而有效降低注入电网电流中的谐波电流分量。所以不可避免的，LCL滤波器对基频电流也具有一定的分流作用，且较大的滤波电感也会造成功率传输的损失。

另外，实际电网电压中存在较多的低频谐波成分，由于LCL滤波器设计参数的限制，导致其对低频谐波分量的抑制作用较差，低频谐波将会对分布式电源和并网点同时产生污染，甚至造成并网逆变器的控制不稳定。

综上所述，LCL滤波器作为并网逆变器的滤波器仍存在诸多的缺陷。研究一种滤波器，应用于并网逆变器的***中，改进并网逆变器的滤波性能，进一步减小并网谐波污染和功率损耗，避免***谐振并保证***的稳定性，成为本领域的技术难题。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种并网逆变器的串联型有源滤波器及***，其目的在于根据电路叠加原理对基波和谐波进行分别设计，提高并网逆变器的滤波性能，避免繁琐的滤波器参数设计和频率谐振问题，进一步减小并网谐波污染和功率损耗，保证并网逆变器***的稳定性，同时取得良好的滤波效果。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种并网逆变器的串联型有源滤波器。它包括变压器、电压源逆变器单元、电流检测单元、基波检测单元、第一放大器、第二放大器、PWM驱动信号生成单元；所述电流检测单元分别与所述基波检测单元和所述第二放大器连接；所述基波检测单元分别与所述第一放大器和所述第二放大器连接；所述第一放大器和所述第二放大器分别与所述PWM驱动信号生成单元连接；所述PWM驱动信号生成单元和所述电压源逆变器单元连接；所述电压源逆变器单元和所述变压器二次侧绕组连接；所述变压器一次侧绕组在微电网中与分布式电源的并网逆变器串联后通过线路接入并网点或负载；

所述电流检测单元用于检测入网电流并生成电流信号；所述基波检测单元用于检测电流信号的基波成分并生成基波电流信号；所述第一放大器用于将基波电流信号放大生成第一路参考信号；所述第二放大器用于将电流信号减去基波电流信号后所得的谐波电流信号放大生成第二路参考信号；所述PWM用于驱动信号生成单元将两路参考信号叠加，并获得PWM驱动信号；所述电压源逆变器单元用于受PWM驱动信号控制并产生与叠加后的参考信号成比例的电流经滤波后通入所述变压器二次侧绕组。

优选地，所述串联型有源滤波器为单相结构。

优选地，通过所述第一放大器设置控制参数α，通过所述第二放大器设置控制参数β；控制参数α和β的设置满足如下规则：

根据电路叠加原理对基波和谐波进行分别设计，在基波情况下呈现极小的、几乎为零的阻抗，使入网电流的基波成分几乎无损地通过滤波器；在谐波情况下呈现大阻抗，使入网电流的谐波成分得到极大的衰减，相对于基波成分变得极小，即几乎为零；

所述串联型有源滤波器的基波等效阻抗为：

其中，为所述变压器一次侧绕组两端的基波电压,为所述变压器一次侧绕组的基波电流，Z₁ ⁽¹⁾为所述变压器的一次侧的基波漏抗，Z₁ ⁽¹⁾＝Z₁，Z_m ⁽¹⁾为所述变压器的基波励磁阻抗，Z_m ⁽¹⁾＝Z_m，α为基波控制参数；

所述串联型有源滤波器的n次谐波等效阻抗为：

其中，为所述变压器一次侧绕组两端的n次谐波电压,为所述变压器一次侧绕组的n次谐波电流，β为谐波控制参数；

本发明提出的串联型有源滤波器控制参数只有α和β，且为实数数字参数，设计极其简单，不存在繁琐的参数设计。通过第一放大器和第二放大器设置控制参数α和β，在合理设置控制参数α和β的情况下，充分满足并网所需要的滤波效果。由于串联型有源滤波器原理不是通过分流进行滤波，对电流的基波成分几乎无损，滤波器功率损耗很小。由于串联型有源滤波器在微电网中稳态时等效为阻感性的阻抗，没有电感和电容的相互连接，因此不存在频率谐振问题。因此本发明提出的串联型有源滤波器可以很好的解决LCL滤波器固有的缺陷问题，很适合代替LCL滤波器承担并网逆变器的滤波要求。

按照本发明的另一方面，提供了一种应用该串联型有源滤波器的多个三相并网逆变器并联并网***，其特征在于，每个三相并网逆变器都包括三套所述的单相串联型有源滤波器。

在含有多个并网逆变器的三相***下参考单相***，在每一个并网逆变器的每一相上单独使用本发明提出的串联型有源滤波器。三相线路上各单相串联型有源滤波器的放大器单独控制，发生故障时互不影响。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

(1)本发明根据电路叠加原理对基波和谐波进行分别设计，在基波情况下呈现极小的阻抗，基本接近于短路，使入网电流的基波成分几乎无损地通过滤波器；在谐波(无论高次或低次)情况下呈现极大的阻抗，使入网电流的谐波成分得到极大的衰减，相对于基波成分变得极小，具有良好的滤波效果；

(2)不存在固有谐振点，稳态时相当于在微网中接入阻感性阻抗，没有电容的接入，不存在引发***谐振的风险，保证了并网逆变器***的稳定性；

(3)通过第一放大器和第二放大器合理设置控制参数α和β，不需要繁琐的参数设计，控制方法简单；

(4)与LCL滤波器的原理不同，没有基波与谐波的分流，且基波阻抗极小，故滤波导致的功率损耗很小，在微电网中稳态时等效为阻感性的阻抗，不存在频率谐振问题。

(5)应用于多个三相并网逆变器的并联并网***中，每个并网逆变器的每一相单独使用一套并网逆变器的串联型有源滤波器，发生故障时互不干扰，充分满足并网所需要的滤波效果。

附图说明

图1是本发明较佳实施例中LCL滤波单相并网逆变器***结构图；

图2是本发明较佳实施例中LCL滤波单相并网逆变器电流幅相特性曲线图；

图3是本发明较佳实施例中本发明应用于单相并网逆变器***的结构示意图；

图4是本发明较佳实施例中变压器T型等效电路图；

图5是本发明较佳实施例中***基波等效电路图；

图6是本发明较佳实施例中***谐波等效电路图；

图7是本发明较佳实施例中本发明应用于多个三相并网逆变器***的结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明所提出的并网逆变器串联型有源滤波器是针对传统的并网逆变器LCL滤波器存在的参数设计与优化困难、存在固有谐振点导致***不稳定以及因分流导致的传输功率损耗较大的诸多缺陷来进行设计的。

实施例1：

首先先对LCL滤波器的基本原理和谐振机理进行说明。图1为LCL滤波单相并网逆变器***结构图。其中逆变器侧电感L₁、网侧电感L₂和滤波电容C构成单相并网逆变器LCL滤波器，u_g为并网点电压，线路阻抗Z表示为Z＝R+jX，其中R为线路电阻，j是虚数符号，X是线路电抗。直流母线电压U_dc经过并网逆变器变换，产生含大量的开关频率及其倍数频率附近谐波的逆变器输出电压u_inv，在***作用下产生的逆变器输出电流i_L1经过电容C的分流作用，大部分的谐波电流和小部分的基波电流形成电容电流i_C并从电容支路流过，大部分的基波电流和小部分的谐波电流形成入网电流i_g流入电网，从而达到滤波效果。以上就是LCL滤波器滤波的基本原理。由于LCL滤波器是通过分流达到滤波效果的，对基波电流存在一定的分流作用，因此会产生一定程度的功率损耗。

LCL滤波器是一个三阶***，有两个电感元件和一个电容元件。因为每一个电感元件和电容元件的参数都与***滤波特性有密切关系，因此LCL滤波器的参数设计极其复杂，需要考虑诸多因素和限制条件才能达到良好的滤波效果。除此之外，无论参数如何设计，作为一个同时含有电容和电感的三阶***，LCL滤波器必然含有一个固有的频率谐振点。根据图1，可以推导出以s为变量的频域中并网逆变器的输出电压u_inv分别到逆变器侧电流i_L1和入网电流i_g的传递函数为：

图2为G₁(s)和G₂(s)传递函数的幅相特性曲线图；从图中可以得知：LCL滤波器存在一个谐振角频率ω_r，在ω_r处存在一个正谐振尖峰，相位发生-180°跳变，从控制的角度讲，这个-180°跳变为一次负穿越，它会产生一对右半平面的闭环极点，导致并网逆变器产生谐振，不能稳定运行。以上就是LCL滤波器的谐振机理。

为了解决LCL滤波器的固有缺陷，提出用本发明提供的一种串联型有源滤波器代替LCL滤波器接入并网逆变器***中。与LCL滤波器的基本原理和稳态等效结构都不相同，克服了LCL滤波器的固有缺陷。

以下对本发明所述的串联型有源滤波器的工作原理作进一步的说明。

如图3所示为串联型有源滤波器单项并网逆变器***结构图。串联型有源滤波器与分布式电源U_dc的并网逆变器串联后通过线路接入并网点。

本发明所述的串联型有源滤波器包括变压器、电压源逆变器单元、电流检测单元、基波检测单元、第一放大器、第二放大器、PWM驱动信号生成单元。电流检测单元分别与基波检测单元和第二放大器连接；基波检测单元分别与第一放大器和第二放大器连接；第一放大器和第二放大器分别与PWM驱动信号生成单元连接；

电压源逆变器单元包括LC滤波电路和电压源逆变器。LC滤波电路由电容C_d和电感L_d构成，和电压源逆变器串联，用于滤除串联型有源滤波器的电压源逆变器开关频率处的谐波。

PWM驱动信号生成单元和电压源逆变器连接；电压源逆变器和变压器二次侧绕组连接。U₁为变压器一次侧两端的电压，U₂为变压器二次侧两端的电压。变压器一次侧AX在微电网中与分布式电源的并网逆变器串联后通过线路接入并网点(或负载)，变压器二次侧ax连接电压源逆变器。电流检测单元用于检测入网电流i_g并生成电流信号；基波检测单元用于检测出电流信号的基波成分；第一放大器将电流信号的基波成分放大成为第一路参考信号；第二放大器将除去基波成分后的谐波电流信号放大生成第二路参考信号；两路参考信号叠加后送入PWM驱动信号生成单元产生PWM驱动信号，用于控制电压源逆变器产生与叠加后的参考信号成比例的电流通入变压器二次侧绕组，使变压器一次侧等效为一个对基波和谐波呈现不同阻感值的阻抗。

图4为变压器的T型等效电路图。由图4可得变压器电压方程的相量表达式：

U₁＝I₁Z₁+(I₁+I′₂)Z_m (3)

-U′₂＝I′₂Z′₂+(I₁+I′₂)Z_m (4)

U₁为变压器一次侧绕组两端的电压；U′₂为变压器二次侧绕组两端的电压等效到变压器一次侧的电压；I₁为变压器一次侧绕组电流，在本例中I₁＝I_g，下同；I₂′为变压器二次侧绕组电流等效到变压器一次侧的电流，Z₁为变压器的一次侧漏抗，Z_m为变压器的励磁阻抗；Z′₂为变压器二次侧漏抗等效到一次侧的漏抗。

根据电路叠加原理，设入网电流i_g包括入网基波电流和入网谐波电流n为谐波次数，n>0，且n≠1。则通过电流检测单元、基波检测单元、第一放大器、第二放大器后叠加而成的参考信号为：

其中，i_ref1是第一路参考信号，第一路参考信号是经过电流检测单元、基波检测单元、第一放大器后的参考信号；i_ref2是第二路参考信号，第二路参考信号是经过电流检测单元、基波检测单元、第二放大器后的参考信号；i_ref是第一路参考信号和第二路参考信号叠加后的参考信号；h为确定入网电流所用的电流互感器的增益；k₁为第一放大器的放大倍数；k₂为第二放大器的放大倍数。电压源型逆变器VSI用于将逆变器直流侧电压U_d提供的直流信号转变成与i_ref同频率的交流电流I₂并使其流入变压器二次侧绕组。逆变器直流侧电压U_d有三种来源方式：1)直流侧接一个电容器，通过控制逆变器使得直流侧电压稳定；2)直流侧接一个蓄电池，通过控制逆变器得到稳定的直流侧电压；3)通过电力***感应取电，经过整流得到稳定的直流侧电压。

为简化分析，将逆变器等效为增益为K_PWM的比例环节。则变压器二次侧绕组电流I₂为

K_PWM为逆变器的增益；变压器二次侧绕组电流等效到变压器一次侧绕组的电流I₂′为：

其中，k_T为变压器的耦合变比，α和β为控制参数。根据电路叠加原理，可以将***分为基波***和谐波***，并分别进行分析。

基波***下，由公式(5)可得联立公式(3)-(5)，求得变压器一次侧的基波等效阻抗为：

Z₁ ⁽¹⁾为变压器的一次侧的基波漏抗，Z₁ ⁽¹⁾＝Z₁；Z_m ⁽¹⁾为变压器的基波励磁阻抗，Z_m ⁽¹⁾＝Z_m，为变压器一次侧绕组两端的基波电压,为变压器一次侧绕组的基波电流，α为基波控制系数。可选地，若令则

图5为***的基波等效电路，为并网逆变器输出基波电压，为并网点基波电压，为并网基波电流，线路阻抗Z⁽¹⁾表示为Z⁽¹⁾＝R⁽¹⁾+jX⁽¹⁾，其中R⁽¹⁾为线路电阻，j是虚数符号，X⁽¹⁾是线路电抗。此时变压器一次侧绕组对基波在忽略误差的情况下可以等效为短路，入网电流的基波部分可以几乎无损地流入并网点。

谐波***下，由公式(5)可得联立公式(3)-(5)，求得变压器一次侧的n次谐波等效阻抗为：

Z₁ ⁽ⁿ⁾为变压器的一次侧的n次谐波漏抗，Z₁ ⁽ⁿ⁾＝nZ₁；Z_m ⁽ⁿ⁾为变压器的n次谐波励磁阻抗，Z_m ⁽ⁿ⁾＝nZ_m，为变压器一次侧绕组两端的n次谐波电压,为变压器一次侧绕组的n次谐波电流，β为谐波控制系数。

图6为***的谐波等效电路，为并网逆变器输出n次谐波电压，为并网点n次谐波电压，为并网n次谐波电流，线路阻抗Z⁽ⁿ⁾表示为Z⁽ⁿ⁾＝R⁽ⁿ⁾+jX⁽ⁿ⁾，其中R⁽ⁿ⁾为线路电阻，j是虚数符号，X⁽ⁿ⁾是线路电抗。合理设置谐波控制参数β，则变压器一次侧绕组相对谐波等效为大阻抗，能对并网逆变器或并网点的谐波电压引起的入网谐波电流起到非常好的衰减作用。

综上所述，本发明提出的串联型有源滤波器，是根据电路的叠加原理对基波和谐波进行分别设计，在基波情况下串联型有源滤波器呈现极小的阻抗，使入网电流的基波成分几乎无损地通过滤波器；在谐波情况下串联型有源滤波器呈现极大的阻抗，使入网电流的谐波成分得到极大的衰减，相对于基波成分极小，在合理设置控制参数α和β的情况下，能够充分满足并网所需要的滤波效果。

本发明提出的串联型有源滤波器控制参数只有α和β，且为实数数字参数，设计极其简单，不存在繁琐的参数设计。由于串联型有源滤波器原理不是通过分流进行滤波，对电流的基波成分几乎无损，滤波器功率损耗很小。由于串联型有源滤波器在微电网中稳态时等效为阻感性的阻抗，没有电感和电容的相互连接，因此不存在频率谐振问题。因此本发明提出的串联型有源滤波器可以很好的解决LCL滤波器固有的缺陷问题，很适合代替LCL滤波器承担并网逆变器的滤波要求。

实施例2：

图7为串联型有源滤波器应用于多个三相并网逆变器***的结构示意图。如图7所示，在含有多个并网逆变器的三相***下参考单相***，在每一个并网逆变器的每一相上单独使用本发明提出的串联型有源滤波器。串联型有源滤波器三相线路上各串联型有源滤波器的放大器单独控制，发生故障时互不影响。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种并网逆变器的串联型有源滤波器，其特征在于，它包括变压器、电压源逆变器单元、电流检测单元、基波检测单元、第一放大器、第二放大器、PWM驱动信号生成单元；所述电流检测单元分别与所述基波检测单元和所述第二放大器连接；所述基波检测单元分别与所述第一放大器和所述第二放大器连接；所述第一放大器和所述第二放大器分别与所述PWM驱动信号生成单元连接；所述PWM驱动信号生成单元和所述电压源逆变器单元连接；所述电压源逆变器单元和所述变压器二次侧绕组连接；所述变压器一次侧绕组在微电网中与分布式电源的并网逆变器串联后通过线路接入并网点或负载；

所述电流检测单元用于检测入网电流并生成电流信号；所述基波检测单元用于检测电流信号的基波成分并生成基波电流信号；所述第一放大器用于将基波电流信号放大生成第一路参考信号；所述第二放大器用于将电流信号减去基波电流信号后所得的谐波电流信号放大生成第二路参考信号；所述PWM用于驱动信号生成单元将两路参考信号叠加，并获得PWM驱动信号；所述电压源逆变器单元用于受PWM驱动信号控制并产生与叠加后的参考信号成比例的电流经滤波后通入所述变压器二次侧绕组。

2.如权利要求1所述的一种并网逆变器的串联型有源滤波器，其特征在于，所述串联型有源滤波器为单相结构。

3.如权利要求1或2所述的一种并网逆变器的串联型有源滤波器，其特征在于，通过所述第一放大器设置控制参数α，通过所述第二放大器设置控制参数β；控制参数α和β的设置满足如下规则：

根据电路叠加原理对基波和谐波进行分别设计，在基波情况下呈现极小的、几乎为零的阻抗，使入网电流的基波成分几乎无损地通过滤波器；在谐波情况下呈现大阻抗，使入网电流的谐波成分得到极大的衰减，相对于基波成分变得极小，即几乎为零；

所述串联型有源滤波器的基波等效阻抗为：

其中，为所述变压器一次侧绕组两端的基波电压,为所述变压器一次侧绕组的基波电流，Z₁ ⁽¹⁾为所述变压器的一次侧的基波漏抗，Z₁ ⁽¹⁾＝Z₁，Z_m ⁽¹⁾为所述变压器的基波励磁阻抗，Z_m ⁽¹⁾＝Z_m，α为基波控制参数；

所述串联型有源滤波器的n次谐波等效阻抗为：

其中，为所述变压器一次侧绕组两端的n次谐波电压,为所述变压器一次侧绕组的n次谐波电流，β为谐波控制参数；

在合理设置控制参数α和β的情况下，充分满足并网所需要的滤波效果。

4.一种应用权利要求2或3所述的多个三相并网逆变器并联并网***，其特征在于，每个三相并网逆变器都包括三套单相串联型有源滤波器；在每一个三相并网逆变器的每一相上单独使用所述单相串联型有源滤波器，三相线路上各单相串联型有源滤波器的放大器单独控制，发生故障时互不影响。