CN108448903B - 一种双有源箝位准谐振boost全桥拓扑及控制方法 - Google Patents

一种双有源箝位准谐振boost全桥拓扑及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑及控制方法，其包括由四个主动型的开关管S1‑S4构成的H桥，所述H桥的输入端并联设置有由所述箝位开关管Sax和箝位电容Ca串联构成的箝位支路，以及由所述谐振开关管Sr和谐振电容Cres串联构成的谐振支路；所述升压电感L一端与所述箝位支路输入端连接，另一端与外部电源连接；所述H桥的输出端经所述谐振电感Lr与所述变压器的原边侧连接，在所述变压器原边侧并联设置有所述励磁电感，所述变压器的副边侧与所述整流桥输入端连接，所述整流桥输出端与所述输出整流电容Co并联。本发明实现了整个电路的主动型电力半导体器件在开通和关断过程中的软开关，减小了变换器的损耗，提高了变换器的效率。

Description

一种双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑及控制方法
技术领域
本发明涉及一种电工技术中的电力电子及电能变换领域，特别是关于一种双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑及控制方法。
背景技术
太阳能、燃料电池等新型可再生能源，具有输出电压不稳定、输出功率波动等特点，电流源型直流-直流变换器由于输入电流纹波小，升压比高，变比可调等优点，在新能源发电及电能变换领域中有广泛应用。
软开关技术利用电感或电容储存能量在瞬间不能突变的原理，使得全控型电力半导体器件，如绝缘栅双极性晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)或者金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)，在开通或者关断过程中电压或者电流为零，以减小变换器的损耗，提高变换器的效率。
传统电流源型有源箝位BOOST全桥拓扑由四个主动型H桥电力半导体器件、一个主动型箝位电力半导体器件、一个升压电感、一个箝位电容、一个变压器、一个二极管整流桥和一个输出整流电容组成，该拓扑仅仅能够实现四个主动型H桥电力半导体器件、一个主动型箝位电力半导体器件在开通过程中的软开关，减小了开通损耗，但是无法实现关断过程中的软开关。因此电力半导体器件关断过程中损耗占总损耗的很大一部分，严重影响变换器的效率。
发明内容
为克服传统电流源型有源箝位BOOST全桥拓扑不能够实现关断过程中的软开关的缺点，本发明提出了一种双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑及控制方法，其可以实现整个电路的主动型电力半导体器件在开通和关断过程中的软开关，进而减小变换器的损耗，提高变换器的效率。
为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑，其特征在于：它包括升压电感L、由四个主动型的开关管S1-S4构成的H桥、主动型的谐振开关管Sr、主动型的箝位开关管Sax、箝位电容Ca、谐振电容Cres、变压器及其励磁电感Lm、谐振电感Lr、由四个二极管D1-D4构成的整流桥和输出整流电容Co；所述H桥的输入端并联设置有由所述箝位开关管Sax和箝位电容Ca串联构成的箝位支路，以及由所述谐振开关管Sr和谐振电容Cres串联构成的谐振支路；所述升压电感L一端与所述箝位支路输入端连接，另一端与外部电源连接；所述H桥的输出端经所述谐振电感Lr与所述变压器的原边侧连接，在所述变压器原边侧并联设置有所述励磁电感，所述变压器的副边侧与所述整流桥输入端连接，所述整流桥输出端与所述输出整流电容Co并联。
一种基于上述拓扑的双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑控制方法，其特征在于：所述拓扑电路的前半个周期与后半个周期工作过程相同，前半个周期的控制过程如下：在t0-t1阶段，H桥中的四个开关管S1-S4控制信号VGS为高电平，同时导通，为升压电感L充电；在t1-t2阶段，H桥中的对角开关管S2和S3控制信号为低电平，开关管S2和S3关断，流过谐振开关管Sr的电流iCr等于输入电流；升压电感L通过谐振开关管Sr中的反并联二极管为谐振电容Cres充电，至谐振电容Cres电压vCres从0V充电至等于箝位电容Ca的电压Vca；变压器原边交流电压VAB从0V上升到箝位电容电压Vca,谐振电感上的电压vLr等于Vca-Vo`,其中Vo`等于输出电压Vo与变压器变比n的商，Vo`＝Vo/n；在t2-t3阶段，二极管整流桥开始导通，功率从变压器T原边流向副边。此时流向箝位电容Ca的电流经过箝位开关管Sax的反并联二极管，流经箝位开关管Sax的电流iCa从0很快上升到接近输入电流；在t3-t4阶段，二极管整流桥继续导通，功率继续从变压器T原边流向副边，箝位支路的电流经过箝位开关管Sax的主体；在t4-t5阶段，箝位开关管Sax从导通状态变为关断状态，谐振电容Cres开始放电，直至电压从Vca放电至0V；在t5-t6阶段，箝谐振电容Cres电压放电至0V后，随后由于谐振电感Lr的电流不能突变，H桥中的对角开关管S2和S3的反并联二极管开始导通，将谐振电容Cres电压箝位在0V而不能继续降低；同时，在此阶段H桥中的对角开关管S2和S3从关断状态变为导通状态；在t6-t7阶段，谐振电感Lr的电流逐渐减小，直至减小到变压器T的励磁电流，二极管整流桥从导通状态变为关断状态，此后H桥中的四个开关管S1-S4再次同时导通，为升压电感L充电。
进一步，在所述t0-t1阶段，流过开关管S1的电流iS1为输入电流Iin和最大励磁电流Im_max之差的一半；流过开关管S2的电流iS2为输入电流Iin和最大励磁电流Im_max之和的一半；流过励磁电感Lm的电流iLm和流过谐振电感Lr的电流iLr均为负的励磁电流最大值；箝位电容Ca上的电压vCa为平稳值Vca，电容Cres电压vCres为0V。
进一步，在所述t1-t2阶段，谐振电容Cres电压不能突变，H桥中的对角开关管S2和S3关断后瞬间承受电压为0V，实现关断过程中的软开关。
进一步，在所述t2-t3阶段，箝位开关管Sax和谐振开关管Sr从关断状态变为导通状态，在箝位开关管Sax的反并联二极管的箝位作用下，实现箝位开关管Sax在开通过程中的软开关。
进一步，在所述t2-t3阶段，由于谐振电容Cr的电压等于箝位电容Ca的电压，实现谐振开关管Sr的软开通。
进一步，在所述t4-t5阶段，谐振电容Cres电压不能突变，箝位开关管Sax在关断后瞬间承受电压为0V，实现箝位开关管Sax的软关断。
进一步，在所述t5-t6阶段，谐振开关管Sr从导通状态变为关断状态，并且整个过程中承受电压为0V，实现了谐振开关管Sr的软关断；同时，由于H桥中的对角开关管S2和S3自身反并联二极管的箝位作用，开通前承受电压为0V，实现了对角开关管S2和S3的软开通。
进一步，在所述t5-t6阶段，谐振电感承受的电压vCa为负的输出电压Vo与变压器变比n的商-Vo`。
本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：本发明可以实现全部主动型半导体器件(S1-S4，Sax，Sr)开通过程和关断过程的软开关，从而减小了开关管的开关损耗，减轻了开关管的散热要求，提高了变换器的效率。
附图说明
图1是本发明的拓扑结构示意图；
图2是本发明的控制方法示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述。
如图1所示，本发明提供一种双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑，其包括升压电感L、由四个主动型的开关管S1-S4构成的H桥、主动型的谐振开关管Sr、主动型的箝位开关管Sax、箝位电容Ca、谐振电容Cres、变压器T及其励磁电感Lm、谐振电感Lr、由四个二极管D1-D4构成的整流桥和输出整流电容Co。
H桥中的开关管S1和开关管S3串联构成第一桥臂，开关管S2与开关管S3串联构成第二桥臂，第一桥臂与第二桥臂并联构成H桥。H桥的输入端并联设置有由箝位开关管Sax和箝位电容Ca串联构成的箝位支路，以及由谐振开关管Sr和谐振电容Cres串联构成的谐振支路。升压电感L一端与箝位支路输入端连接，升压电感L另一端与外部电源连接。H桥的输出端AB经谐振电感Lr与变压器T的原边侧连接，在变压器T原边侧并联设置有励磁电感Lm；变压器T的副边侧与整流桥输入端连接，整流桥输出端与输出整流电容Co并联。
如图2所示，基于上述拓扑，本发明还提供一种双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑控制方法，由于拓扑电路的前半个周期与后半个周期工作过程相同，以前半个周期为例进行详细介绍；其包括以下过程：
在t0-t1阶段，H桥中的四个开关管S1-S4控制信号VGS为高电平，同时导通，为升压电感L充电。流过开关管S1的电流iS1为输入电流Iin和最大励磁电流Im_max之差的一半，即(Iin/2-Im_max/2)；流过开关管S2的电流iS2为输入电流Iin和最大励磁电流Im_max之和的一半，即(Iin/2+Im_max/2)；流过励磁电感Lm的电流iLm和流过谐振电感Lr的电流iLr均为负的励磁电流最大值，即-Im_max。箝位电容Ca上的电压vCa为平稳值Vca，电容Cres电压vCres为0V。
在t1-t2阶段，H桥中的对角开关管S2和S3控制信号为低电平，开关管S2和S3关断，流过谐振开关管Sr的电流iCr等于输入电流。升压电感L通过谐振开关管Sr中的反并联二极管为谐振电容Cres充电，至谐振电容Cres电压vCres从0V充电至等于箝位电容Ca的电压Vca。变压器原边交流电压VAB从0V上升到箝位电容电压Vca,谐振电感上的电压vLr等于Vca-Vo`,其中Vo`等于输出电压Vo与变压器变比n的商，即Vo`＝Vo/n.此阶段由于谐振电容Cres电压不能突变，H桥中的对角开关管S2和S3关断后瞬间承受电压为0V，实现软关断，即关断过程中的软开关。
在t2-t3阶段，二极管整流桥开始导通，功率从变压器T原边流向副边。此时流向箝位电容Ca的电流经过箝位开关管Sax的反并联二极管，流经箝位开关管Sax的电流iCa从0很快上升到接近输入电流。在此阶段箝位开关管Sax和谐振开关管Sr从关断状态变为导通状态，由于箝位开关管Sax的反并联二极管的箝位作用，实现箝位开关管Sax的软开通，即开通过程中的软开关。由于谐振电容Cr的电压等于箝位电容Ca的电压，实现谐振开关管Sr的软开通。
在t3-t4阶段，二极管整流桥继续导通，功率继续从变压器T原边流向副边，此时箝位支路的电流经过箝位开关管Sax的主体。
在t4-t5阶段，箝位开关管Sax从导通状态变为关断状态，谐振电容Cres开始放电，直至电压从Vca放电至0V。由于谐振电容Cres电压不能突变，箝位开关管Sax在关断后瞬间承受电压为0V，实现箝位开关管Sax的软关断。
在t5-t6阶段，箝谐振电容Cres电压放电至0V后，随后由于谐振电感Lr的电流不能突变，H桥中的对角开关管S2和S3的反并联二极管开始导通，将谐振电容Cres电压箝位在0V而不能继续降低。此时谐振开关管Sr从导通状态变为关断状态，并且整个过程中承受电压为0V，因此实现了谐振开关管Sr的软关断。同时，在此阶段H桥中的对角开关管S2和S3从关断状态变为导通状态，由于其自身反并联二极管的箝位作用，开通前承受电压为0V，实现了对角开关管S2和S3的软开通。此时，谐振电感承受的电压vCa为负的输出电压Vo与变压器变比n的商-Vo`，即-Vo/n。
在t6-t7阶段，谐振电感Lr的电流逐渐减小，直至减小到变压器T的励磁电流，二极管整流桥从导通状态变为关断状态，此后H桥中的四个开关管S1-S4再次同时导通，为升压电感L充电。
t0-t7为拓扑电路的前半个周期工作过程，后半个周期t7-t14与前半个周期t0-t7工作类似，在此不再赘述。
上述各实施例仅用于说明本发明，各个元件的设置及类型都是可以有所变化的，在本发明技术方案的基础上，凡根据本发明原理对个别元件进行的改进和等同变换，均不应排除在本发明的保护范围之外。

Claims (8)

1.一种基于双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑的控制方法，其特征在于：所述双有源箝位准谐振BOOST全桥拓扑，其包括升压电感L、由四个主动型的开关管S1-S4构成的H桥、主动型的谐振开关管Sr、主动型的箝位开关管Sax、箝位电容Ca、谐振电容Cres、变压器T及其励磁电感Lm、谐振电感Lr、由四个二极管D1-D4构成的整流桥和输出整流电容Co；
所述H桥的输入端并联设置有由所述箝位开关管Sax和箝位电容Ca串联构成的箝位支路，以及由所述谐振开关管Sr和谐振电容Cres串联构成的谐振支路；所述升压电感L一端与所述箝位支路输入端连接，另一端与外部电源连接；所述H桥的输出端经所述谐振电感Lr与所述变压器T的原边侧连接，在所述变压器T原边侧并联设置有所述励磁电感Lm，所述变压器T的副边侧与所述整流桥输入端连接，所述整流桥输出端与所述输出整流电容Co并联；
所述拓扑的前半个周期与后半个周期工作过程相同，前半个周期的控制过程如下：
在t0-t1阶段，H桥中的四个开关管S1-S4控制信号VGS为高电平，同时导通，为升压电感L充电；
在t1-t2阶段，H桥中的对角开关管S2和S3控制信号为低电平，开关管S2和S3关断，流过谐振开关管Sr的电流iCr等于输入电流；升压电感L通过谐振开关管Sr中的反并联二极管为谐振电容Cres充电，使谐振电容Cres电压vCres从0V充电至等于箝位电容Ca的电压Vca；变压器原边交流电压VAB从0V上升到箝位电容电压Vca,谐振电感上的电压vLr等于Vca-Vo`,其中Vo`等于输出电压Vo与变压器变比n的商，Vo`＝Vo/n；
在t2-t3阶段，二极管整流桥开始导通，功率从变压器T原边流向副边；此时流向箝位电容Ca的电流经过箝位开关管Sax的反并联二极管，流经箝位开关管Sax的电流iCa从0很快上升到接近输入电流；
在t3-t4阶段，二极管整流桥继续导通，功率继续从变压器T原边流向副边，箝位支路的电流经过箝位开关管Sax的主体；
在t4-t5阶段，箝位开关管Sax从导通状态变为关断状态，谐振电容Cres开始放电，直至电压从Vca放电至0V；
在t5-t6阶段，谐振电容Cres放电至0V后，随后由于谐振电感Lr的电流不能突变，H桥中的对角开关管S2和S3的反并联二极管开始导通，将谐振电容Cres电压箝位在0V而不能继续降低；同时，在此阶段H桥中的对角开关管S2和S3从关断状态变为导通状态；
在t6-t7阶段，谐振电感Lr的电流逐渐减小，直至减小到变压器T的励磁电流，二极管整流桥从导通状态变为关断状态，此后H桥中的四个开关管S1-S4再次同时导通，为升压电感L充电。
2.如权利要求1所述方法，其特征在于：在所述t0-t1阶段，流过开关管S1的电流iS1为输入电流Iin和最大励磁电流Im_max之差的一半；流过开关管S2的电流iS2为输入电流Iin和最大励磁电流Im_max之和的一半；流过励磁电感Lm的电流iLm和流过谐振电感Lr的电流iLr均为负的励磁电流最大值；箝位电容Ca上的电压vCa为平稳值Vca，电容Cres电压vCres为0V。
3.如权利要求1所述方法，其特征在于：在所述t1-t2阶段，谐振电容Cres电压不能突变，H桥中的对角开关管S2和S3关断后瞬间承受电压为0V，实现关断过程中的软开关。
4.如权利要求1所述方法，其特征在于：在所述t2-t3阶段，箝位开关管Sax和谐振开关管Sr从关断状态变为导通状态，在箝位开关管Sax的反并联二极管的箝位作用下，实现箝位开关管Sax在开通过程中的软开关。
5.如权利要求1或4所述方法，其特征在于：在所述t2-t3阶段，由于谐振电容Cres的电压等于箝位电容Ca的电压，实现谐振开关管Sr的软开通。
6.如权利要求1所述方法，其特征在于：在所述t4-t5阶段，谐振电容Cres电压不能突变，箝位开关管Sax在关断后瞬间承受电压为0V，实现箝位开关管Sax的软关断。
7.如权利要求1所述方法，其特征在于：在所述t5-t6阶段，谐振开关管Sr从导通状态变为关断状态，并且整个过程中承受电压为0V，实现了谐振开关管Sr的软关断；同时，由于H桥中的对角开关管S2和S3自身反并联二极管的箝位作用，开通前承受电压为0V，实现了对角开关管S2和S3的软开通。
8.如权利要求1或7所述方法，其特征在于：在所述t5-t6阶段，谐振电感承受的电压vCa为负的输出电压Vo与变压器变比n的商-Vo`。
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