CN108415498A - 电流平坦化电路、电流补偿电路与其相关的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电流平坦化电路、一种电流补偿电路与其相关的控制方法。电流平坦化电路电连接于一核心节点，且电流平坦化电路包含一参考电压调整器与电流补偿电路。参考电压调整器产生一参考电压，其中参考电压为恒定。电流补偿电路电连接于核心节点与参考电压调整器。电流补偿电路根据参考电压，以及与核心节点对应的核心电压之间的电压差而产生一补偿电流。

Description

电流平坦化电路、电流补偿电路与其相关的控制方法

技术领域

本发明是有关于一种电流平坦化电路、电流补偿电路与其相关的控制方法，且特别是有关于一种可避免核心电路的功率消耗被用于分析的电流平坦化电路、电流补偿电路与其相关的控制方法。

背景技术

半导体被广泛用于许多当前的电子产品，且安全性议题逐渐成为设计嵌入式***的重要议题。

请参见图1，其系透过在电压源与芯片间加入的电流计，进而侦测核心电路的操作的示意图。芯片10的功率接脚自电压源接收供应电压(Vsrc)。芯片10可包含核心电路15，其中核心电路15执行指令的顺序，可能会被电流计11的电流侦测结果泄漏。

因为核心电路15消耗的功率会随着核心电路15的操作不同而产生变化，且流经核心电路15的供应电流Ivdd可能夹带着与所进行的操作、被处理的数据相关的信息。因此，现已发展出差分功率分析(differential power analysis，简称为DPA)技术，其系依据核心电路15的瞬间功率消耗的情况，分析核心电路15所进行的操作。因此，亟需发展能保护核心电路15的操作不被分析的相关技术。

发明内容

本揭露系有关于一种电流平坦化电路、电流补偿电路与其相关的控制方法。

根据本揭露的第一方面，提出一种电流平坦化电路。电流平坦化电路电连接于一核心节点，并包含：一参考电压调整器与一电流补偿电路。参考电压调整器系产生一参考电压，其中该参考电压为恒定。电流补偿电路电连接于该核心节点与该参考电压调整器，其系根据该参考电压以及与该核心节点对应的一核心电压之间的一电压差，产生一补偿电流。

根据本揭露的第二方面，提出一种电流补偿电路。电流补偿电路电连接于一核心节点，其中该电流补偿电路系包含：一电压匹配电路以及一第一电流电路。电压匹配电路系接收一参考电压以及与该核心节点对应的一核心电压，其中该电压匹配电路的一输出信号系随着该参考电压与该核心电压间的一电压差而改变。第一电流电路电连接于该核心节点与该电压匹配电路，其中该第一电流电路系产生一补偿电流。

根据本揭露的第三方面，提出一种应用于一电流平坦化电路的控制方法。控制方法包含以下步骤：产生一参考电压；以及根据该参考电压以及与该核心节点对应的一核心电压间的一电压差而产生一补偿电流。其中该参考电压系为恒定，且该补偿电流系为该供应电流的一部分。

为了对本发明的上述及其他方面有更佳的了解，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：

附图说明

图1，其系透过在电压源与芯片间加入的电流计，进而侦测核心电路的操作的示意图。

图2，其系说明***电路包含电流平坦化电路与核心电路的示意图。

图3，其系说明电流平坦化电路的操作如何使核心电压保持一致的流程图。

图4，其系参考电压调整器的一个实施例的示意图。

图5，其系参考电压调整器的另一实施例的示意图。

图6，其系电流补偿电路的内部方块的示意图。

图7，其系说明电流补偿电路的操作的流程图。

图8，其系电流补偿电路的一个实施例的示意图。

图9，其系电流补偿电路的另一实施例的示意图。

【符号说明】

芯片 10 电流计 11、22

核心电路 15、25 电流平坦化电路 21

功率接脚 23 电流平衡电路 40

参考电压调整器 30、30a、30c

电流补偿电路 50、51、53 电流感测电路 60

***电路 20

步骤 S41、S42、S43、S44、S45、S47、S49、S471、S472、S473、S474、S477、S479

恒定电压源 32a、32c

电压提供电路 301a、301c 电压转电流电路 303a、303c

电流传导电路 305a、305c 电流转电压电路 309a、309c

第一电流镜 306a 第二电流镜 306b

电压匹配电路 50a、51a、53a

第一电流电路 50b、51b、42b

第二电流电路 50c、51c、53c

具体实施方式

本揭露提出一种电流平坦化电路、一种电流补偿电路，以及与其相关的控制方法。电流补偿电路的使用，能使电流计所测量的电流变异量(deviation)维持相对稳定。

在本文中，为便于说明，将节点与节点上的电压以相同的符号表示。例如，将接地电压与接地电压节点表示为“Gnd”。

请参见图2，其系说明***电路包含电流平坦化电路与核心电路的示意图。***电路20包含核心电路25与电流平坦化电路21，且***电路20的功率接脚23电连接于提供供应电压(Vsrc)的电压源。电流计22与功率接脚23串接，并用于测量流经功率接脚23的供应电流(Ivdd)，进而撷取核心电路25的操作。

电流平坦化电路21电连接于功率接脚23与核心电路25间。此处将电流平坦化电路21连接至功率接脚23的节点定义为供应电压节点(Nvdd)，以及将连接至核心电路25与电流平坦化电路21的节点定义为核心节点(Ncore)。其中，核心节点(Ncore)的电压电平被定义为核心电压(Vcore)。再者，核心电流(Icore)代表从核心节点(Ncore)流至核心电路25的电流，且核心电流(Icore)会随着核心电路25的操作而改变。***电路20可为***单芯片(system-on-chip，简称为SOC)或是***级封装(system-on-package，简称为SOP)，所以核心电流(Icore)通常无法被侦测而是侦测供应电流(Ivdd)。据此，本揭露提出多个能抑制供应电流(Ivdd)波动的实施例。

根据本揭露的一个实施例，电流平坦化电路21包含电流感测电路60与电流平衡电路40。电流感测电路60电连接于供应电压节点(Nvdd)与核心节点(Ncore)。电流感测电路60可为一感测电阻Rs，流经电流感测电路60的电流则定义为感测电流(Is)。电流平衡电路40电连接于核心节点(Ncore)。

根据本揭露的构想，希望能使感测电流(Is)的电流值保持一致，且感测电流(Is)在大多数时候确实能保持一致。流经电流感测电路60的感测电流(Is)在核心节点(Ncore)分为两个部分，一为核心电流(Icore)，一为补偿电流(Icmp)。因此，感测电流(Is)相当于(Icore)与补偿电流(Icmp)的总和。基于此种加总关系，补偿电流(Icmp)与核心电流(Icore)彼此为负相关，并能消除感测电流(Is)的波动。

流经功率接脚23的供应电流(Ivdd)在供应电压节点(Nvdd)一分为二，即，感测电流(Is)与辅助电流(Iadd)。辅助电流(Iadd)不一定会产生。当辅助电流(Iadd)产生时，供应电流(Ivdd)相当于感测电流(Is)与辅助电流(Iadd)的加总。否则，供应电流(Ivdd)相当于感测电流(Is)。一般说来，辅助电流(Iadd)相对小于感测电流(Is)。

电流平衡电路40进一步包含彼此电连接的参考电压调整器30与电流补偿电路50。参考电压调整器30提供参考电压(Vref)至电流补偿电路50，且将参考电压(Vref)的电压电平设计为恒定。

理论上，核心电压(Vcore)可等于参考电压(Vref)的倍数。为便于说明，此处假设核心电压(Vcore)等于参考电压(Vref)。电流平衡电路40基于核心电压(Vcore)与参考电压(Vref)，动态地产生补偿电流(Icmp)与辅助电流(Iadd)。一旦参考电压(Vref)与核心电压(Vcore)间存在电压差，补偿电流(Icmp)将产生变化，并能缩小该电压差。

当核心电流(Icore)增加时，感测电流(Is)会随着增加，连带使感测电阻(Rs)两端压降增加，并使核心电压(Vcore)减少。在此种情况下，参考电压(Vref)将大于核心电压(Vcore)，且参考电压(Vref)与核心电压(Vcore)间的电压差会使补偿电流(Icmp)产生变化。亦即，补偿电流(Icmp)将开始减少。随着补偿电流(Icmp)的减少，核心电压(Vcore)将增加。其后，核心电压(Vcore)将持续增加，直到核心电压(Vcore)等于参考电压(Vref)。据此，核心电压(Vcore)可维持与参考电压(Vref)大致相等。

承上，因为核心电压(Vcore)的电平大致等于参考电压(Vref)的缘故，可使感测电阻(Rs)两端的压降(即，(Vdd-Vcore))维持一致。依照欧姆定律，可以根据(Vdd-Vcore)/Rs计算出流经感测电阻(Rs)的感测电流(Is)。因为供应电压(Vdd)、核心电压(Vcore)与感测电组(Rs)的电阻值均维持一致的缘故，感测电流(Is)的波动可被减缓。

请参见图3，其系说明电流平坦化电路的操作如何使核心电压保持一致的流程图。首先，假设电流平坦化电路21与核心电路25处于一平衡状态。当电流平坦化电路21与核心电路25处于平衡状态时，核心电压(Vcore)与参考电压(Vref)相等，且流至核心电压(Vcore)的感测电流(Is)保持一致(步骤S41)。电流感测电路60提供感测电流(Is)的一部分作为核心电流(Icore)，并供应核心电流(Icore)至核心电路25(步骤S42)。

参考电压调整器30持续产生参考电压(Vref)(步骤S43)。在此同时，电流感测电路60根据对核心电压(Vocre)的侦测结果而侦测感测电流(Is)，且电流感测电路60将侦测到的核心电压(Vcore)输出至电流补偿电路50(步骤S44)。从电流感测电路60接收核心电压(Vcore)后，电流补偿电路50判断核心电压(Vcore)是否改变(步骤S45)。若步骤S45的判断结果为否定，则重复执行步骤S41。

若步骤S45的判断结果为肯定，电流补偿电路50调整补偿电流(Icmp)，其中作为感测电流(Is)的另一部分的补偿电流(Icmp)系随着核心电压(Vcore)与参考电压(Vref)间的电压差而产生(步骤S47)。其后，核心电压(Vcore)将基于补偿电流(Icmp)的调整而改变(步骤S49)。此后，整个操作流程将重复执行。

如前所述，感测电流(Is)可分为两个部分，核心电流(Icore)与补偿电流(Icmp)。当核心电流(Icore)随着核心电路25的操作而变化时，便以反向的方式调整补偿电流(Icmp)。

以下分别说明参考电压调整器与电流补偿电路的不同实施例。下述的参考电压调整器与电流补偿电路可任意选择并搭配使用。

请参见图4，其系参考电压调整器的一个实施例的示意图。参考电压调整器30a从恒定电压源32a接收恒定电压(Vbg)，并产生参考电压(Vref)至参考电压节点。举例来说，恒定电压源32a可为但不限于带隙电压(bandgap voltage)电路，并用于产生具有微小温度系数(temperature coefficient)的带隙电压。在图4中，参考电压调整器30a包含电压提供电路301a、电压转电流电路303a、电流传导电路305a以及电流转电压电路309c。

电压提供电路301a包含来源操作放大器(OPs)。来源操作放大器(OPs)的反相输入端点(-)从恒定电压源32a接收恒定电压(Vbg)。来源操作放大器(OPs)的非反相输入端点(+)电连接于电压转电流电路303a。非反相输入端点(+)与反相输入端点(-)的电压电平彼此相等，且来源操作放大器(Ops)的非反相输入输入端点(+)将准恒定电压(Vbg’)传送至电压转电流电路303a。来源操作放大器(OPs)的输出端点电连接于电流传导电路305a。来源操作放大器(OPs)对恒定电压(Vbg)与准恒定电压(Vbg’)之间的电压差加以放大而产生输出信号。恒定电压(Vbg)与准恒定电压(Vbg’)基本上彼此相等(Vbg＝Vbg’)。

电压转电流电路303a包含第一电阻(R1)，且电压转电流电路303电连接于电压供应电路301与接地节点(Gnd)。如式(1)所示，来源电流(Isrc)可由恒定电压(Vbg)与第一电阻(R1)所决定。

Is＝Vbg’/R1＝Vbg/R1……………………………………式(1)

图4的电流传导电路305a包含PMOS晶体管(P)。PMOS晶体管(P)的栅极电连接于电压提供电路301a的输出端。PMOS晶体管(P)的源极电连接于电流转电压电路309a。PMOS晶体管(P)的漏极电连接于电压转电流电路303a。

电流转电压电路309a包含第二电阻(R2)。如图4所示，第二电阻(R2)电连接于供应电压节点(Vdd)，且参考电流(Iref)流经第二电阻(R2)。根据参考电流(Iref)，第二电阻R2两端的压降ΔV_R2可表示为式(2)。

ΔV_R2＝Iref*R2＝Vdd-Vref………………………………式(2)

PMOS晶体管(P)由来源操作放大器(OPs)的输出信号(Vops)所控制。当PMOS晶体管(P)导通时，传导电流(Icon)流经PMOS晶体管(P)。如图4所示，传导电流(Icon)、参考电流(Iref)与来源电流(Isrc)共同形成一个电流路径。因此，传导电流(Icon)、来源电流(Isrc)与参考电流(Iref)的电流值彼此相等，亦即，Icon＝Is＝Iref。

由于来源电流(Isrc)与参考电流(Iref)彼此相等的缘故，式(2)的参考电流(Iref)可用来源电流(Isrc)代换。因此，式(2)可进一步推导为式(3)。

Vref＝Vdd-Iref*R2＝Vdd-Is*R2

＝Vdd-(Vbg*R2)/R1…………………………………………式(3)

根据式(3)，参考电压(Vref)可由供应电压(Vdd)、恒定电压(Vbg)、电压转电流电路303a(第一电阻R1)，以及电流转电压电路309a(第二电阻R2)得出，且供应电压(Vdd)、恒定电压(Vbg)、第一电阻R1，以及第二电阻R2的数值在设计与生产电压参考调整器30a时均已确知。

请参见图5，其系参考电压调整器的另一实施例的示意图。参考电压调整器30c从恒定电压源32c接收恒定电压(Vbg)并产生参考电压(Vref)至电流补偿电路(未绘式)。在图5中，参考电压调整器30c包含电压提供电路301c、电压转电流电路303c、电流传导电路305c，以及电流转电压电路309c。电流传导电路305c进一步包含第一电流镜306a与第二电流镜306b。

来源操作放大器301c与电压转电流电路303c的连接关系与操作方式均与图4相似，此处不详述其细节。因此，图5的来源电流(Isrc)同样可根据式(1)得出。

第一电流镜306a包含第一PMOS晶体管(P1)与第二PMOS晶体管(P2)。第一PMOS晶体管(P1)与第二PMOS晶体管(P2)的栅极电连接于电压提供电路301c的输出端。第一PMOS晶体管(P1)与第二PMOS晶体管(P2)的源极均电连接于供应电压节点(Vdd)。第一PMOS晶体管(P1)的漏极电连接于电压转电流电路303c，且第二PMOS晶体管(P2)的漏极电连接于第二电流镜306b。

如图5所示，第一PMOS晶体管(P1)与第一电阻(R1)共同形成第一电流路径，且第一镜像输入电流(Iin1)与来源电流(Isrc)均流经第一电流路径。因此，第一镜像输入电流(Iin1)的电流值与来源电流(Isrc)的电流值相等。第一镜像输入电流(Iin1)流经第一PMOS晶体管(P1)，且第一镜像输出电流(Iout1)流经第二PMOS晶体管(P2)。基于电流镜的架构，第一镜像输入电流(Iin1)等于第一镜像输出电流(Iout1)。

第二电流镜306b包含第一NMOS晶体管(N1)与第二NMOS晶体管(N2)。第一NMOS晶体管(N1)的栅极与第二NMOS晶体管(N2)的栅极电连接于第一电流镜306a的输出端。第一NMOS晶体管(N1)与第二NMOS晶体管(N2)的源极电连接于接地节点(Gnd)。第一NMOS晶体管(N1)的漏极电连接于第一电流镜306a的输出端，且第二NMOS晶体管(N2)的漏极电连接于电流转电压电路309c。

如图5所示，第二PMOS晶体管(P2)与第一NMOS晶体管(N1)共同形成第二电流路径，且第一镜像输出(Iout1)与第二镜像输入电流(Iin2)均流经第二电流路径。因此，第一镜像输出(Iout1)与第二镜像输入电流(Iin2)的电流值彼此相等。第二镜像输入电流(Iin2)流经第一NMOS晶体管(N1)，且第二镜像输出电流(Iout2)流经第二NMOS晶体管(N2)。根据电流镜的架构，第二镜像输入电流(Iin2)等于第二镜像输出电流(Iout2)。

电流转电压电路309c包含第二电阻(R2)。图4的电流转电压电路309a，以及图5的电流转电压电路309c，均连接于供应电压节点(Vdd)与电流补偿电路间，且电流转电压电路309a、309c的操作方式彼此相似。因为第4、5图的第二电阻(R2)的连接关系与位置相似，图5的第二电阻(R2)两端的压降ΔVR2，也可套用式(2)计算得出。

如图5所示，第二电阻(R2)与第二NMOS晶体管(N2)共同形成第三电流路径，其中参考电流Iref与第二镜像输出电流(Iout2)均流经第三电流路径。因此，参考电流Iref与第二镜像输出电流(Iout2)的电流值彼此相等。根据前述说明可以得知，来源电流(Isrc)、第一镜像输入电流(Iin1)、第一镜像输出电流(Iout1)，第二镜像输入电流(Iin2)，第二镜像输出电流(Iout2)，以及参考电流(Iref)均假设为彼此相等。亦即，Isrc＝Iin1＝Iout＝Iin2＝Iout2＝Iref。

然而，参考电压(Vref)与恒定电压(Vbg)之间的关系可自由定义而不需限定。是故，来源电流(Isrc)、第一镜像输入电流(Iin1)、第一镜像输出电流(Iout1)、第二镜像输入电流(Iin2)、第二镜像输出电流(Iout2)，以及参考电流(Iref)间的电流转换比率(currenttransfer ratio)可能不等于“1”。

因此，第一电流镜306a与第二电流镜306b的设计相当弹性，且其输入电流(Iin1与Iin2)以及输出电流(Iout1与Iout2)间的电流转换比率不一定等于“1”。连带的，第一镜像输入电流(Iin1)、第一镜像输出电流(Iout1)、第二镜像输入电流(Iin2)、第二镜像输出电流(Iout2)，以及参考电流(Iref)可为来源电流(Isrc)的倍数。或者，参考电流(Iref)的电流值与来源电流(Isrc)的电流值成比例。关于电流转换比率的设计变化，可以本案所属技术领域中具有通常知识者任意代换或改变，此处不再详述。

因为来源电流(Isrc)与参考电流(Iref)彼此相等的缘故，式(3)可以应用至图5的参考电压(Vref)。由于供应电压(Vdd)、恒定电压(Vbg)、电压转电流电路303c(第一电阻R1)与电流转电压电路309a(第二电阻R2)都是在设计与制造电压参考调整器30c时即已确定，参考电压调整器30c所提供的参考电压(Vref)将维持不变。

根据以上的实施例，参考电压调整器30a,30c内的电流传导电路305a,305c可用于桥接电压转电流电路303a,303c与电流转电压电路309a,309c。电流传导电路305a,305c将来源电流(Isrc)的预设的电流值传送至电流转电压电路t 309a,309c，进而让电流转电压电路309a,309c使用预设的电流值作为参考电流(Iref)的电流值。

换言之，电压转电流电路303a,303c的设计将决定来源电流(Isrc)的电流值。来源电流(Isrc)的电流值提供至电流传导电路305a,305c，并据以决定传导电流(Icon)的电流值。透过电流传导电路305a,305c的桥接，来源电流(Isrc)总是等于参考电流(Iref)，且这些电流的电流值可维持在一个恒定的默认值。据此，电流转电压电路309c可以持续提供恒定电压(即，参考电压(Vref))至电流补偿电路。

如图4、图5所示，电流转电压电路309a、309c均设置于供应电压节点(Vdd)与具有参考电压(Vref)的参考电压节点间，用以改善参考电压调整器30a、30c的电源供应抑制比(power supply rejection ratio，简称为PSRR)。

因为参考电流(Iref)等于来源电流(Isrc)的缘故，当供应电压(Vdd)发生干扰时，参考电流(Iref)仍相对保持稳定，亦即，Iref＝Is＝Vbg/R1。连带地，参考电压(Vref)可能会随着供应电压(Vdd)的变化而改变。当参考电压(Vref)与供应电压(Vdd)同时改变时，由参考电压(Vref)决定的核心电压(Vcore)也会随着供应电压(Vdd)的变化而改变。因为第二电阻(R2)连接在供应电压节点(Vdd)与参考电压节点(Vref)之间的缘故，来源电流(Isrc)较不会受到供应电压(Vdd)的干扰。

根据本揭露的实施例，参考电压调整器30持续接收恒定电压(Vbg)并据以提供参考电压(Vref)至电流补偿电路50。电流补偿电路50再利用参考电压(Vref)作为核心电压(Vcore)的比较基础。基于参考电压(Vref)与核心电压(Vcore)的比较结果，电流补偿电路50将动态调整补偿电流(Icmp)的产生。以下说明电流补偿电路50的操作。

请参见图6，其系电流补偿电路的内部方块的示意图。电流补偿电路50包含电压匹配电路50a与第一电流电路50b。此外，电流补偿电路50可进一步包含第二电流电路50c。第一电流电路50b与第二电流电路50c可分别由第一开关(sw1)与第二开关(sw2)导通或断开。

电压匹配电路50a电连接于核心节点(Ncore)，且第一电流电路50b透过第一开关(sw1)的导通而电连接于核心节点(Ncore)。第二电流电路50c藉由第二开关(sw2)的导通而电连接于供应电压节点(Nvdd)。与第一电流电路50b不同的是，电压匹配电路50a并不会从核心节点(Ncore)导通电流至接地节点(Gnd)，电压匹配电路50a仅感测核心电压(Vcore)。亦即，并无电流从核心节点(Ncore)导通至电压匹配电路50a。

第一开关(sw1)与第二开关(sw2)可由核心电路(未绘式)控制而选择性导通或断开，且第一开关(sw1)与第二开关(sw2)可采用MOS晶体管实现。实际应用时，用于控制第一开关(sw1)与第二开关(sw2)的开关状态的控制信号为彼此独立，且这两个开关(sw1与sw2)可同时或分别导通。用于控制相对应的开关的这两个控制信号均可为随机序列(randomsequence)的控制信号或是一个维持在高电平的控制信号。为便于说明，本文假设两个开关为同时导通的情形。

电压匹配电路50a从参考电压调整器30接收参考电压(Vref)，并从核心节点(Ncore)接收核心电压(Vcore)。电压匹配电路50a(Vopm)的输出信号用于控制第一电流电路50b与第二电流电路50c，且电压匹配电路50a(Vopm)的输出信号是根据参考电压(Vref)与核心电压(Vcore)之间的电压差产生。在本文中，以电压形式表示电压匹配电路50a分别从参考电压调整器30与核心节点(Ncore)撷取的信号，亦即，参考电压(Vref)与核心电压(Vcore)。实际应用时，由参考电压调整器30与核心节点(Ncore)提供的信号亦可以电流表示。

根据电压匹配电路50a的输出信号(Vopm)，第一电流电路50b与第二电流电路50c分别产生补偿电流(Icmp)与辅助电流(Iadd)。辅助电流(Iadd)与补偿电流(Icmp)成比例。补偿电流(Icmp)辅助电流(Iadd)会在核心电流(Icore)减少时增加，反之亦然。

供应电流(Ivdd)在供应电压节点(Nvdd)分为辅助电流(Iadd)与感测电流(Is)两个部分，其中感测电流(Is)在核心节点(Ncore)进一步分为补偿电流(Icmp)与核心电流(Icore)两个部分。根据本揭露的实施例，感测电流(Is)较辅助电流(Iadd)大，且感测电流(Is)为供应电流(Ivdd)的主要部分。

表1所列为图2、图6所定义的电流，在两个时点(第一时点t1与第二时点t2)的改变。

表1

表1的第一列为核心电流(Icore)的变化。在第一时点(t1)与第二时点(t2)的核心电流分别表示为Icore(t1)与Icore(t2)。在两个时点间的核心电流的变化量(ΔIcore)，可以根据在第一时点(t1)与第二时点(t2)的核心电流(Icore)计算得出，亦即，ΔIcore＝Icore(t2)-Icore(t1)。

表1的第二列为补偿电流(Icmp)的变化。在第一时点(t1)与第二时点(t2)的补偿电流分别表示为Icmp(t1)与Icmp(t2)。在两个时点间的补偿电流的变化量(ΔIcmp)，可以根据第一时点(t1)与第二时点(t2)的补偿电流(Icmp)计算得出，亦即，ΔIcmp＝Icmp(t2)-Icmp(t1)。

表1的第三列为感测电流(Is)的变化。在第一时点(t1)与第二时点(t2)的感测电流分别表示为Is(t1)与Is(t2)。在两个时点间的感测电流的变化量(ΔIs)，可以根据第一时点(t1)与第二时点(t2)的感测电流(Is)计算得出，亦即，ΔIs＝Is(t2)-Is(t1)。

如前所述，感测电流(Is)等于核心电流(Icore)与补偿电流(Icmp)的加总，亦即，Is＝Icore+Icmp。因此，ΔIs＝Is(t2)-Is(t1)可改写为式(4)。

ΔIs＝Is(t2)-Is(t1)

＝[Icore(t2)+Icmp(t2)]-[Icore(t1)+Icmp(t1)]

＝[Icore(t2)-Icore(t1)]+[Icmp(t2)+Icmp(t1)]

＝ΔIcore+ΔIcmp……………………………………………式(4)

理想状况下，式(4)的加总结果会维持为“0”。实际应用时，式(4)的加总结果会因为一些极端情形而不等于“0”，且式(4)的加总结果可能为正值或为负值。当核心电流(Icore)在短暂的瞬间显著增加或显著减少时，便可能发生这些极端情形。

当核心电流(Icore)在短暂的瞬间显著增加时，因为补偿电流(Icmp)减少速度较慢的缘故，导致补偿电流(Icmp)减少的速度跟不上核心电流(Icore)增加的速度。连带的，式(4)的加总结果为一正值，这代表当核心电流(Icore)在短暂的瞬间显著增加时，感测电流(Is)可能会增加。

当核心电流(Icore)在短暂的瞬间显著减少时，因为补偿电流(Icmp)增加速度较慢的缘故，导致补偿电流(Icmp)增加的速度跟不上核心电流(Icore)减少的速度。连带的，式(4)的加总结果为一负值，这代表当核心电流(Icore)在短暂的瞬间显著减少时，感测电流(Is)可能会减少。

换言之，在极端的情况下，感测电流(Is)的变化可能与核心电流(Icore)的变化呈现正相关的情况。为进一步减少感测电流(Is)与核心电流(Icore)在此类极端情况下的关联性，本揭露进一步设置会在第二开关(sw2)导通时，提供辅助电流(Iadd)的第二电流电路50c，其中。辅助电流(Iadd)的产生可以调整，且辅助电流(Iadd)小于补偿电流(Icmp)。

表1的第四列为辅助电流(Iadd)的改变。在第一时点(t1)与第二时点(t2)的辅助电流分别表示为Iadd(t1)与Iadd(t2)。辅助电流在这两个时点间的改变量(ΔIadd)，可根据在第一时点(t1)与第二时点(t2)的辅助电流(Iadd)计算得出，亦即，ΔIadd＝Iadd(t2)-Iadd(t1)。根据本揭露的实施例，在这两个时点间的辅助电流改变量(ΔIadd)，小于补偿电流在这两个时点间的改变量(ΔIcmp)，亦即，ΔIadd<ΔIcmp。

表1的第五列为供应电流(Ivdd)的改变。在第一时点(t1)与第二时点(t2)的供应电流分别表示为Ivdd(t1)与Ivdd(t2)。供应电流在这两个时点间的改变量(ΔIvdd)可根据在第一时点(t1)与第二时点Ivdd(t2)的供应电流(Ivdd)计算得出，亦即，ΔIvdd＝Ivdd(t2)-Ivdd(t1)。因为供应电流(Ivdd)相当于感测电流(Is)与辅助电流(Iadd)的总和(亦即，Ivdd＝Is+Iadd))的缘故，ΔIvdd＝Ivdd(t2)-Ivdd(t1)可改写为式(5)。

ΔIvdd＝Ivdd(t2)-Ivdd(t1)

＝[Is(t2)+Iadd(t2)]-[Is(t1)+Iadd(t1)]

＝[Is(t2)-Is(t1)]+[Iadd(t2)-Iadd(t1)]

＝ΔIs+ΔIadd……………………………………………….式(5)

根据式(5)，流经功率接脚23的供应电流(Ivdd)的改变量(ΔIvdd)，取决于感测电流的改变量(ΔIs)以及辅助电流的改变量(ΔIadd)。根据式(4)，可将式(5)进一步改写为式(6)。

ΔIvdd＝ΔIs+ΔIadd

＝(ΔIcore+ΔIcmp)+ΔIadd……………………………………式(6)

根据式(6)，供应电流的改变量(ΔIvdd)共包含三个部分，核心电流的改变量(ΔIcore)、补偿电流的改变量(ΔIcmp)，以及辅助电流的改变量(ΔIadd)。根据式(6)，当核心电流产生变化(产生ΔIcore)时，补偿电流的改变量(ΔIcmp)与辅助电流的改变量(ΔIadd)可用于调整并减少供应电流的改变量(ΔIvdd)，亦即，ΔIvdd≒0。因为补偿电流(Icmp)与辅助电流(Iadd)均与核心电流(Icore)负相关的缘故，供应电流(Ivdd)的波动可被抑制。

简言之，由第一电流电路50b产生的补偿电流(Icmp)可视为提供第一阶段的波动抑制功能，且由第二电流电路50c产生的辅助电流(Iadd)可视为提供第二阶段的波动抑制功能。再者，第一开关(sw1)与第二开关(sw2)可随着彼此独立的控制信号而选择性导通或断开，进而使电流计22测量到的供应电流(Ivdd)更难被预测。

当第一开关(sw1)导通时，第一电流电路50b将产生补偿电流(Icmp)，此时感测电流(Is)包含核心电流(Icore)与补偿电流(Icmp)。当第二开关(sw2)导通时，第二电流电路50c产生辅助电流(Iadd)，此时供应电流(Ivdd)将包含感测电流(Is)与与辅助电流(Iadd)。

在这些电流中，感测电流(Is)的一致性较核心电流(Icore)的一致性更高，且供应电流(Ivdd)主要部分为感测电流(Is)，并可搭配辅助电流(Iadd)进行微幅调整。与感测电流(Is)相较，辅助电流(Idd)能使供应电流(Ivdd)在瞬时响应的波动得以缓解。如图2所示，电流计22测量的是供应电流(Ivdd)而非核心电流(Icore)。根据本揭露的构想，供应电流(Ivdd)较核心电流(Icore)更能保持一致，因此，电流计22对供应电流(Ivdd)的测量并不会揭露核心电路25的操作。

请参见图7，其系说明电流补偿电路的操作的流程图。首先，电压匹配电路50a分别接收核心电压(Vcore)(步骤S471)与参考电压(Vref)(步骤S472)。其后，电压匹配电路50a根据参考电压(Vref)与核心电压(Vcore)之间的电压差，产生输出信号(Vopm)(步骤S473)。虚线所框选的步骤S471、S472与S473代表电压匹配电路50a的操作。

第一电流电路50b根据电压匹配电路50a的输出信号(Vopm)而产生并调整补偿电流(Icmp)(步骤S474)。补偿电流(Icmp)的改变会影响核心电压(Vcore)。连带的，核心电压(Vcore)产生变化，并趋近于参考电压(Vref)(步骤S477)。当第二开关(sw2)导通时，第二电流电路50c产生辅助电流(Iadd)(步骤S479)。图7所示的操作流程会持续进行，直到核心电压(Vcore)与参考电压(Vref)相等为止。

请参见图8，其系电流补偿电路的一个实施例的示意图。电流补偿电路51包含电压匹配电路51a、第一电流电路51b与第二电流电路51c。

电压匹配电路51a包含匹配操作放大器(OPm’)。匹配操作放大器(OPm’)具有反相输入端点(-)、非反相输入端点(+)与输出端点。匹配操作放大器(OPm’)的反相输入端点(-)从参考电压调整器30接收参考电压(Vref)，且匹配操作放大器(OPm’)的非反相输入端点(+)电连接于核心节点(Ncore)与第一电流电路51b。匹配操作放大器51a的输出端点电连接于第一电流电路51b与第二电流电路51c。

第一电流电路51b包含补偿晶体管(Mb1’)(例如，第三NMOS晶体管)；第二电流电路51c包含辅助晶体管(Mb2’)(例如，第四NMOS晶体管)。在设计电路时，辅助晶体管(Mb2’)的尺寸通常会为较补偿晶体管(Mb1’)的尺寸更小。基于晶体管之间的尺寸关系，流经辅助晶体管(Mb2’)的辅助电流(Iadd’)会小于流经补偿晶体管(Mb1’)的补偿电流(Icmp’)。补偿晶体管(Mb1’)与辅助晶体管(Mb2’)的控制端共同电连接于匹配操作放大器(OPm’)的输出端点。因此，补偿晶体管(Mb1’)与辅助晶体管(Mb2’)的导通会由匹配操作放大器(OPm’)的输出信号(Vopm’)决定。

当匹配操作放大器(OPm’)的输出信号(Vopm’)大于补偿晶体管(Mb1’)与辅助晶体管(Mb2’)的阈值电压时，补偿晶体管(Mb1’)与辅助晶体管(Mb2’)将导通，并因而产生补偿电流(Icmp’)与辅助电流(Iadd)。补偿电流(Icmp’)从核心节点(Ncore)经由补偿晶体管(Mb1’)流至接地节点(Gnd)，辅助电流(Iadd’)从供应电压节点(Nvdd)经由辅助晶体管(Mb2’)流至接地节点(Gnd)。

若辅助晶体管(Mb2’)的尺寸小于补偿晶体管(Mb1’)的尺寸，则辅助晶体管(Mb2)的导通速度较补偿晶体管(Mb1)的导通速度快。换言之，辅助电流(Iadd’)较补偿电流(Icmp’)更快产生。

图9，其系电流补偿电路的另一实施例的示意图。电流补偿电路53包含电压匹配电路53a、第一电流电路53b与第二电流电路53c。

电压匹配电路53a包含匹配操作放大器(OPm”)。匹配操作放大器(OPm”)具有从参考电压调整器30接收参考电压(Vref)的非反相输入端点(+)、电连接于核心节点(Ncore)与第一电流电路53b的反相输入端点(-)，以及电连接于第一电流电路53b与第二电流电路53c的输出端点。

第一电流电路53b包含补偿晶体管(Mb1”)(例如，第三PMOS晶体管)；第二电流电路53c包含辅助晶体管(Mb2”)(例如，第四PMOS晶体管)。辅助晶体管(Mb2”)的尺寸通常小于补偿晶体管(Mb1”)的尺寸。根据晶体管的尺寸关系，流经辅助晶体管(Mb2”)的辅助电流(Iadd”)会小于流经补偿晶体管(Mb1”)的补偿电流(Icmp”)。补偿晶体管(Mb1”)与辅助晶体管(Mb2”)的控制端共同电连接于匹配操作放大器(OPm”)的输出端点。

当核心电压(Vcore)与参考电压(Vref)间存在压差，导致匹配操作放大器(OPm”)的输出信号(Vopm”)大于补偿晶体管(Mb1”)与辅助晶体管(Mb2”)的阈值电压时，补偿晶体管(Mb1”)与辅助晶体管(Mb2”)将因此而导通，并分别产生补偿电流(Icmp’)与辅助电流(Iadd”)。补偿电流(Icmp”)从核心节点(Ncore)经由补偿晶体管(Mb1”)流至接地节点(Gnd)，且辅助电流(Iadd”)从供应电压节点(Vdd)经由辅助晶体管(Mb2”)流至接地节点(Gnd)。若辅助晶体管(Mb2”)的尺寸小于补偿晶体管(Mb1”)的尺寸，辅助晶体管(Mb2”)的导通速度会比补偿晶体管(Mb1”)的导通速度更快。也就是说，辅助电流(Iadd”)的产生会较补偿电流(Icmp”)的产生更快。

本揭露提出的电流平坦化电路包含电流感测电路、电流补偿电路与参考电压调整器。参考电压调整器提供参考电压(Vref)至电流补偿电路。随着流至核心电路的核心电流(Icore)的变化，由电流补偿电路产生的补偿电流(Icmp)也会跟着改变。一般说来，电流补偿电流(Icmp)可使参考电压(Vref)维持等于核心电压(Vcore)。连带的，流经电流感测电路的感测电流(Is)可以保持一致。如前所述，将辅助电流(Iadd)纳入后，供应电流(Ivdd)的一致性更高。

综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视随附的权利要求范围所界定的为准。

Claims (10)

1.一种电流平坦化电路，电连接于一核心节点，包含：

一参考电压调整器，其系产生一参考电压，其中该参考电压为恒定；以及

一电流补偿电路，电连接于该核心节点与该参考电压调整器，其系根据该参考电压以及与该核心节点对应的一核心电压之间的一电压差而产生一补偿电流。

2.根据权利要求1所述的电流平坦化电路，其系补偿一核心电流，其中该电流平坦化电路更包含：

一电流感测电路，在一供应电压节点与该核心节点间传导一感测电流，其中该电流感测电路系随着该感测电流的改变而调整该核心电压，且该感测电流等于该核心电流与该补偿电流的总和。

3.根据权利要求1所述的电流平坦化电路，其中该参考电压调整器系包含：

一电压提供电路，其系接收一恒定电压；

一电压转电流电路，电连接于该电压提供电路，其系根据该恒定电压而产生一来源电流；

一电流转电压电路，其系接收一供应电压并根据该供应电压与一参考电流而产生该参考电压，其中该参考电流的电流值与该来源电流的电流值成比例；以及

一电流传导电路，电连接于该电压提供电路、该电压转电流电路与该电流转电压电路，其中该电流传导电路系根据该来源电流而提供该参考电流。

4.根据权利要求1所述的电流平坦化电路，其中该电流补偿电路系包含：

一电压匹配电路，其系接收该参考电压与该核心电压，其中该电压匹配电路的一输出信号随着该参考电压与该核心电压间的一电压差而改变；以及

一第一电流电路，电连接于该核心节点与该电压匹配电路，其中该第一电流电路系产生该补偿电流。

5.一种电流补偿电路，电连接于一核心节点，其中该电流补偿电路系包含：

一电压匹配电路，其系接收一参考电压以及与该核心节点对应的一核心电压，其中该电压匹配电路的一输出信号系随着该参考电压与该核心电压间的一电压差而改变；以及

一第一电流电路，电连接于该核心节点与该电压匹配电路，其中该第一电流电路系产生一补偿电流，其中当该核心电压等于该参考电压时，该补偿电流趋于稳定。

6.根据权利要求1所述的电流平坦化电路或权利要求5所述电流补偿电路，其中该电流补偿电路系补偿一核心电流，且该核心电流与该补偿电流的总和系保持一致。

7.根据权利要求1所述的电流平坦化电路或权利要求5所述电流补偿电路，其中该电流补偿电路更包含：

一第二电流电路，电连接于该电压匹配电路，其系根据该电压匹配电路的该输出信号而产生一辅助电流，

其中该辅助电流与该补偿电流成比例。

8.根据权利要求7所述的电流平坦化电路或电流补偿电路，其中该第二电流电路系根据一控制信号而随机导通或断开该辅助电流。

9.根据权利要求1所述的电流平坦化电路或权利要求5所述电流补偿电路，其中该电压匹配电路系包含一匹配操作放大器，其中，

该匹配操作放大器的一第一输入端点系自一参考电压调整器接收该参考电压；

该匹配操作放大器的一第二输入端点系电连接于该核心节点与该第一电流电路；以及

该匹配操作放大器的一输出端点系电连接于该第一电流电路。

10.一种控制方法，应用于一电流平坦化电路，其中该控制方法系包含以下步骤：

产生一参考电压，其中该参考电压系为恒定；以及

根据该参考电压以及与该核心节点对应的一核心电压间的一电压差而产生一补偿电流，其中该补偿电流系为一供应电流的一部分。