CN108390708A - 宽带毫米波透镜***基于时延补偿的单载波传输设计方法 - Google Patents

宽带毫米波透镜***基于时延补偿的单载波传输设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种在宽带毫米波透镜***基于时延补偿的单载波传输设计方法，首先通过对基站端与用户端之间最强路径所对应的天线作路径时延预补偿，将宽带频率选择性信道转换为平坦衰落信道，然后基于平坦衰落信道构建以最大化最小信干噪比或者***和速率最大化为优化目标，以基站发射总功率受限和射频单元数目受限为约束条件的优化问题模型，最后利用压缩感知中凸l1范数对非凸l0范数的凸近似手段，将原始的非凸优化问题转化为凸优化问题，利用凸优化工具箱对该凸问题求解，获得射频单元数目受限情况下的最优波束成型矩阵。本发明方法实现了在宽带毫米波***中降低无线射频单元数目以及消除单载波传输过程中的码间干扰的目标。

Description

宽带毫米波透镜***基于时延补偿的单载波传输设计方法
技术领域
本发明涉及宽带毫米波透镜***基于路径时补偿的单载波传输设计方法，属于无线通信***技术领域。
背景技术
无线通信的数据需求随着无线终端的增加呈现指数增长。为了获得更高的通信***吞吐量，工作频段在30Hz到300GHz的高频毫米波通信能够为通信***提供更高的带宽。因此，高频毫米波通信技术成为未来通信***的一个候选技术。相对于与传统的微波***，毫米波在传播过程中具有更高的路径损耗，因此，一般采用具有指向性的大规模天线阵列来补偿路径损耗。然而，在实际中实现毫米波大规模MIMO是非常困难的。在大规模MIMO中由于天线数目的成倍的增加，在全数字构架下每根天线与一个射频(Radio Frequency,RF)单元相连接，使得RF单元数目也成倍的增加。然而高频通信中的RF单元成本非常昂贵同时过多的RF单元消耗了大量的能量。所以在毫米波通信***中，RF单元的数目是有限的。这要求我们找到更好的方法在RF受限情况下来实现全数字***的性能。
此外，由于传输带宽非常大，毫米波通信***会工作在频率选择性信道。然而，信号在频选信道中传输时会产生严重的码间干扰。为克服码间干扰，现在无线通信***一般采用正交频分复用和单载波频域均衡技术。然而，在高频毫米波***中，正交频分复用技术对***的同步性相对于低频环境中更加的敏感，以及更高的峰均比。而单载波频域均衡怎会出现同相和正交相位不平衡问题。由于上述这些问题，在毫米波宽带环境下，传统的码间干扰消除技术并不适用。尤其对于RF受限和低信号处理复杂度的情况下。
发明内容
发明目的：在宽带毫米波多用户多输入单输出(Multi-Input Multi-Output,MISO)***下，为了降低射频单元开销以及单载波传输过程中的码间干扰问题，改善移动通信的传输特性。本发明目的是提供一种宽带毫米波透镜***基于时延补偿的单载波传输设计方法，该方法利用透镜天线阵列对信号的汇聚作用，将天线中对应的最强路径做时延预补偿，频选信道被转换成近似衰落信道，并针对平坦衰落信道，建立并求解波束成型优化设计模型，从而获得在RF受限情况下的每个用户的最优波速成型向量。
技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：
一种宽带毫米波透镜***基于时延补偿的单载波传输设计方法，包括如下步骤：
(1)对基站端与用户端之间最强路径所对应的天线作路径时延预补偿，从而将宽带频率选择性信道转换为平坦衰落信道，并获得用户端信干噪比表达式；
(2)对路径时延预补偿后的等效近似平坦衰落信道模型，构建以最大化最小信干噪比或者***和速率最大化为优化目标，以基站发射总功率受限和射频单元数目受限为约束条件的优化问题模型；
(3)利用压缩感知中凸l1范数对非凸l0范数的凸近似手段，将原始的非凸优化问题转化为凸优化问题，求解凸优化问题从而获得射频单元数目受限情况下的最优波束成型矩阵。
作为优选，所述步骤(1)中，宽带毫米波透镜***的基站天线m与用户k经过路径预补偿之后的发送信号为：其中，wmk为基站与用户k的波束成型向量wk中的第m个元素，sk[n]为发送给用户k信息符号，n为符号因子，表示天线m与用户k之间对应于最强路径lmk的路径时延预补偿因子，lmk∈{1,...,Lk}表示为天线m与用户k之间所有Lk条路径中最强的路径，为基站天线集合；
天线m对所有K个用户预补偿和累加之后发射的信号为：
用户k的接收信号为：
其中，hmk,l[n]为用户k的信道hk[n]的第m个元素hmk[n]中对应于第l条路径的信道系数；nk,l为第k个用户第l条路径对应的时延，zk[n]为加性高斯白噪声。
作为优选，所述步骤(1)中，用户k的信干噪比为：
其中，wk为第k个用户的波束成形向量，wk'为第k'个用户的波束成形向量，σ2表示噪声功率，υ为最大路径时延差；表示第k个用户最强路径对应的等效信道向量；表示第k个用户的最强路径与非最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量；表示第k个用户的非最强路径与第k'个用户的最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量。|·|表示绝对值。
在以最大化最小信干噪比为优化目标的实施方式中，所述步骤(2)中的优化问题表示为：
其中，wk为第k个用户的波束成形向量，wk'为第k'个用户的波束成形向量，σ2表示噪声功率，υ为最大路径时延差；表示第k个用户最强路径对应的等效信道向量；表示第k个用户的最强路径与非最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量；表示第k个用户的非最强路径与第k'个用户的最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量，K为用户数，P为基站最大发射功率，MRF为射频通道数目，其中为天线m上对应所有用户的波束成型向量，M为基站天线数，表示向量的0范数。
在以***和速率最大化为优化目标的实施方式中，所述步骤(2)中的优化问题表示为：
进一步地，所述步骤(3)中转换后的凸优化问题表示为：
其中， k'＝1,…K,k'≠k，变量t≥0。
转换后的目标函数和约束都为凸函数，可以用凸优化工具包求解。
有益效果：本发明提供的宽带毫米波透镜***中路径时延预补偿的单载波设计方案，实现单载波传输过程中ISI的抑制和RF单元数目降低。仿真结果表明，本发明提出的基于路径时延预补偿的波束成型方法，明显优于传统的方法。
附图说明
图1为本发明实施例中毫米波宽带透镜天线阵列***框图；
图2为本发明实施例的方法流程图；
图3为为本发明实施例中的SNR与最大最小SINR关系曲线结果图；
图4为本发明实施例中的RF单元数目与最大最小SINR曲线结果图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明方案做进一步说明。为了验证提出单载波传输设计方法并且与其他方法对比，在本部分我们使用蒙特卡洛实验。应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利。
针对图1所述的毫米波宽带透镜天线阵列***，为了实现在宽带毫米波***中降低无线射频单元数目以及消除单载波传输过程中的码间干扰的目标，如图2所示，本发明实施例提供了一种宽带毫米波透镜***基于路径时延补偿的单载波传输设计方法，首先根据透镜阵列能量聚焦特性，找到收发端所有路径中最强路径所对应的基站天线集合，对最强路径所对应的天线作路径时延预补偿，此时宽带频率选择性信道被转换为平坦衰落信道；然后对该平坦衰落信道模型构建基于比例公平准则的波束成型优化设计问题。最后求解优化问题获得射频单元数目受限情况下的最优波束成型矩阵。该方法具体包括如下步骤：
(1)对宽带毫米波透镜天线天线阵列***，设计基于路径时延预补偿的收发机结构，将宽带频选信道通过基站端时延预补偿之后，转换为平坦衰落信道，并获得用户获得信干噪比表达式。该具体步骤如下：
(1.1)基站根据获取的宽带信道状态信息，对每根天线m与用户k之间关于最强路径做路径时延预补偿。基站天线m与用户k经过路径时延预补偿之后的发送信号xmk[n]为
公式1中，wmk为基站与用户k的波束成型向量wk中的第m个元素，sk[n]为发送给用户k信息符号，其中n为符号因子。表示天线m与用户k之间对应于最强路径lmk的路径时延预补偿因子，其中lmk∈{1,...,Lk}表示为天线m与用户k之间所有Lk条路径中最强的路径。基站天线集合。
(1.2)每根基站天线m将与所有用户K的路径时延预补偿信号累加之后发送出去。在天线m上发射的信号为
(1.3)补偿后的信号经过信道到达接收端，此时宽带频率选择性信道经过路径时延预补偿之后等效为平坦信道。对于用户k的接收信号yk[n]为：
公式3中，*表示卷积符号，hmk[n]为用户k的信道hk[n]的第m个元素，hmk,l[n]为hmk[n]中对应于第l条路径的信道系数；nk,l为第k个用户第l条路径对应的时延，zk[n]为加性高斯白噪声，服从均值为0方差为δ2的分布。针对公式3，将其展开成需要的信号，ISI和用户间干扰(Inter-user Interference,IUI)相累加的形式：
公式4中，和分别表示用户k的第l条路径与其最强路径lmk之间的路径时延差，用户k的第l条路径与用户k'的最强路径lmk'路径之间的路径时延差，其中，υ表示最大路径时延差。为了获取SINR，我们重新整理定义信道：
按照公式5，我们将公式4改写为
公式6中，表示第k个用户最强路径对应的等效信道向量；是由gmkk[i]构成的列向量，它表示第k个用户的最强路径与非最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量；是由gmkk′[i]构成的列向量，它表示第k个用户的非最强路径与第k'个用户的最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量。通过公式6，我们得到信干噪比SINR的表达式：
此时，我们将宽带毫米波多用户MISO频选信道转换为平坦衰落，并且获得单载波传输环境下的SINR表达式。
(2)对路径时延预补偿后的等效近似平坦衰落信道模型，按照上面SINR表达式，构造最大最大化最小信干噪比和最大化***和速率，约束条件为基站发射总功率和射频单元数目受限。优化问题可分别表示为：
公式8为最大最小信干噪比优化模型。对于该等效信道的表达式可见公式(5)。P为基站最大发射功率，MRF为射频通道数目。定义其中为每个天线上对应所有用户的波束成型向量。
公式9为和速率最大优化模型。
(3)对优化问题松弛求解。利用压缩感知中凸l1,∞范数对非凸l0范数的凸近似手段，将原始的非凸优化问题转化为凸优化问题，求解凸优化问题从而获得射频单元数目受限情况下的最优波束成型矩阵。本步骤以求解最大最小信干噪比优化模型为例进行说明，和速率最大优化模型类似。
我们对上述问题进行凸松弛处理并且利用压缩感知中用1范数来近似0范数的方法，公式8可以被近似为：
公式10中，定义矩阵此外，式中变量t≥0。此时，公式10中的目标函数和约束都为凸函数，可以用凸优化工具包求解。
仿真示例
本发明实施例中，基于宽带毫米波多用户MISO透镜阵列***，仿真中基站装备的天线数为M＝201，基站服务K＝5用户，其中每个用户是单天线的。我们假设***的工作频段为28GHz，对于每个用户的毫米波信道路径数L＝3。此外，路径时延均匀分布在[0,Tm]之间，其中Tm＝100ns表示最大路径时延。我们假设所有用户与基站的距离为100m，总的带宽为500MHz。因此，我们有υ＝BTm＝50》1，此时***工作在频率选择性信道下。
图3中，我们假设射频单元数目MRF＝5。针对不同的信噪比(SNR)，我们对比不同构架与传输方式下的波束成型对应的性能曲线。从图中我们可以看出随着SNR的增加，所有的性能随着SNR的增加，频谱效率随着增加。在低信噪比下，单载波传输方案好于OFDM方案。并且在射频通道受限的情况下，基于功率的天线选择波束成型和稀疏波束成型方法最大最下速率接近全数字波束成型方法。
图4中，我们假设发射信噪比SNR＝-10dB。考虑对于不同数目的射频单元下与最大最小速率的关系。从图中，我们可以看出，随着射频单元数目的增加，最大最小速率的性能也随着增加。并且，在射频通道数目为15时，单载波传输方法能达到全数字新能的百分之90。此外，透镜阵列***下，单载波传输方法好于OFDM方法。

Claims (6)

1.一种宽带毫米波透镜***基于时延补偿的单载波传输设计方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)对基站端与用户端之间最强路径所对应的天线作路径时延预补偿，从而将宽带频率选择性信道转换为平坦衰落信道，并获得用户端信干噪比表达式；
(2)对路径时延预补偿后的等效近似平坦衰落信道模型，构建以最大化最小信干噪比或者***和速率最大化为优化目标，以基站发射总功率受限和射频单元数目受限为约束条件的优化问题模型；
(3)利用压缩感知中凸l1范数对非凸l0范数的凸近似手段，将原始的非凸优化问题转化为凸优化问题，求解凸优化问题从而获得射频单元数目受限情况下的最优波束成型矩阵。
2.根据权利要求1所述的基于时延补偿的单载波传输设计方法，其特征在于，所述步骤(1)中，宽带毫米波透镜***的基站天线m与用户k经过路径预补偿之后的发送信号为： 其中，wmk为基站与用户k的波束成型向量wk中的第m个元素，sk[n]为发送给用户k信息符号，n为符号因子，表示天线m与用户k之间对应于最强路径lmk的路径时延预补偿因子，lmk∈{1,...,Lk}表示为天线m与用户k之间所有Lk条路径中最强的路径，为基站天线集合；
天线m对所有K个用户预补偿和累加之后发射的信号为：
用户k的接收信号为：其中，hmk,l[n]为用户k的信道hk[n]的第m个元素hmk[n]中对应于第l条路径的信道系数；nk,l为第k个用户第l条路径对应的时延，zk[n]为加性高斯白噪声。
3.根据权利要求2所述的基于时延补偿的单载波传输设计方法，其特征在于，所述步骤(1)中，用户k的信干噪比为：
其中，wk为第k个用户的波束成形向量，wk'为第k'个用户的波束成形向量，σ2表示噪声功率，υ为最大路径时延差；表示第k个用户最强路径对应的等效信道向量；表示第k个用户的最强路径与非最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量；表示第k个用户的非最强路径与第k'个用户的最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量，|·|表示绝对值。
4.根据权利要求1所述的基于时延补偿的单载波传输设计方法，其特征在于，所述步骤(2)中的优化问题表示为：
其中，wk为第k个用户的波束成形向量，wk'为第k'个用户的波束成形向量，σ2表示噪声功率，υ为最大路径时延差；表示第k个用户最强路径对应的等效信道向量；表示第k个用户的最强路径与非最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量；表示第k个用户的非最强路径与第k'个用户的最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量，K为用户数，P为基站最大发射功率，MRF为射频通道数目，其中为天线m上对应所有用户的波束成型向量，M为基站天线数，表示向量的0范数。
5.根据权利要求1所述的基于时延补偿的单载波传输设计方法，其特征在于，所述步骤(2)中的优化问题表示为：
其中，wk为第k个用户的波束成形向量，wk'为第k'个用户的波束成形向量，σ2表示噪声功率，υ为最大路径时延差；表示第k个用户最强路径对应的等效信道向量；表示第k个用户的最强路径与非最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量；表示第k个用户的非最强路径与第k'个用户的最强路径所对应的时延差i时，所对应的等效信道向量，MRF为射频通道数目，其中为天线m上对应所有用户的波束成型向量，M为基站天线数，表示向量的0范数。
6.根据权利要求4所述的基于时延补偿的单载波传输设计方法，其特征在于，所述步骤(3)中转换后的凸优化问题表示为：
其中， 变量t≥0。
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