CN108336908A - 具有可利用变化的频率、占空比和/或相位控制的电源开关以调节输出的电源 - Google Patents

具有可利用变化的频率、占空比和/或相位控制的电源开关以调节输出的电源 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种具有可利用变化的频率、占空比和/或相位控制的电源开关以调节输出的电源，其中，开关模式DC‑DC电源包括电源电路，该电源电路具有用于接收输入电压的输入端、用于提供输出电压的输出端、以及联接在该输入端和该输出端之间的四个电源开关。该四个电源开关以全桥配置来布置。该电源还包括控制电路，该控制电路联接到该电源电路，用于将多个控制信号提供给该电源开关。该多个控制信号具有可变频率。该控制电路适于改变多个控制信号的频率以及改变多个控制信号中的仅两个控制信号的参数以调节输出电压。该参数为所述两个控制信号的占空比或相位。还公开了其它示例性开关模式DC‑DC电源。

Description

具有可利用变化的频率、占空比和/或相位控制的电源开关以 调节输出的电源
技术领域
本发明涉及具有可利用变化的频率、占空比和/或相位控制的电源开关以调节输出的电源。
背景技术
本部分提供关于本发明的背景信息，该背景信息不一定为现有技术。
电源可以具有各种不同的电源转换器拓扑结构，诸如全桥LLC转换器。有时，全桥LLC转换器采用控制信号来调节转换器的输出，每个控制信号具有可变切换频率和最大固定占空比。在轻载状况期间，切换频率可以增大到可防止零压切换(Zero VoltageSwitching，ZVS)的高电平。如果切换频率增大到特定值之上，则转换器有时进入突发模式操作。
发明内容
本部分提供本发明的概括性总结，且不是本发明的全部范围或本发明的所有特征的全面公开。
概念1：一种开关模式DC-DC电源，包括：
电源电路，所述电源电路具有用于接收输入电压的输入端、用于提供输出电压的输出端、以及联接在所述输入端和所述输出端之间的四个电源开关，所述四个电源开关以全桥配置来布置，以及
控制电路，所述控制电路联接到所述电源电路，用于将多个控制信号提供给所述电源开关，所述多个控制信号具有可变频率，所述控制电路适于改变所述多个控制信号的频率以及改变所述多个控制信号中的仅两个控制信号的参数以调节所述输出电压，
其中，所述参数为所述两个控制信号的占空比或相位。
概念2：根据概念1所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路包括适于生成所述多个控制信号的至少两个栅极驱动电路。
概念3：根据概念1或2所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述电源电路包括具有至少一个电容器和至少一个电感器的LLC转换器。
概念4：根据概念1-3中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述参数为所述两个控制信号的所述相位。
概念5：根据概念1-4中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路适于固定所述多个控制信号的占空比。
概念6：根据概念1-5中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，固定的所述占空比为大约50％。
概念7：根据概念1-6中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述两个控制信号的所述相位基本上相同地改变。
概念8：根据概念1-7中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述参数为所述两个控制信号的所述占空比。
概念9：根据概念1-8中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述两个控制信号的所述占空比基本上相同地改变。
概念10：根据概念1-9中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路适于固定所述多个控制信号中的另外两个控制信号的占空比，以及其中，所述多个控制信号中的所述仅两个控制信号的所述占空比在所述多个控制信号中的所述另外两个控制信号的固定的所述占空比与限定的占空比之间改变，所述限定的占空比小于所述固定的占空比。
概念11：根据概念1-10中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述四个电源开关在所述固定的占空比与所述限定的占空比之间实现零压切换(ZVS)。
概念12：根据概念1-11中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述固定的占空比为所述多个控制信号中的所述另外两个控制信号的最大占空比。
概念13：根据概念1-12中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述电源电路包括具有至少两个开关器件的整流电路。
概念14：根据概念1-13中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路适于将多个控制信号提供给所述整流电路的所述至少两个开关器件，以及其中，所述控制电路适于改变提供给所述整流电路的所述至少两个开关器件的所述多个控制信号的占空比。
概念15：根据概念1-14中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路适于固定提供给所述电源电路的所述电源开关的所述多个控制信号中的另外两个控制信号的占空比或相位，以及其中，所述控制电路适于在接通所述电源电路的利用具有固定的占空比或固定的相位的控制信号控制的所述电源开关中的一个电源开关之前接通所述整流电路的所述两个开关器件中的一个开关器件。
概念16：根据概念1-15中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路适于在断开所述整流电路的所述开关器件中的一个开关器件之后的限定时间段内接通所述整流电路的所述开关器件中的另一个开关器件。
概念17：根据概念1-16中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述限定时间段是固定的。
概念18：根据概念1-17中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路包括可调整的输出电压设置点以提供用于所述输出电压的调节值，以及其中，所述多个控制信号的所述参数基于所述可调整的输出电压设置点而改变。
概念19：根据概念1-18中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述多个控制信号的所述参数基于所述输入电压而改变。
概念20：根据概念1-19中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述多个控制信号的所述参数基于所述电源开关的切换时段而改变。
概念21：根据概念1-20中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述电源电路的所述输出端用于提供输出电流，以及其中，所述多个控制信号的所述参数基于所述输出电流而改变。
根据本发明的一个方面，一种开关模式DC-DC电源包括电源电路，所述电源电路具有用于接收输入电压的输入端、用于提供输出电压的输出端、以及联接在所述输入端和所述输出端之间的四个电源开关。所述四个电源开关以全桥配置来布置。所述电源还包括控制电路，所述控制电路联接到所述电源电路，用于将多个控制信号提供给所述电源开关。所述控制信号具有可变频率。所述控制电路适于改变所述多个控制信号的所述频率以及改变所述多个控制信号中的仅两个控制信号的参数以调节所述输出电压。所述参数为所述两个控制信号的占空比或相位。
从本文中提供的描述，其它方面和应用领域将变得明显。应当理解，本发明的各个方面可以单独地实现或与一个或多个其它方面组合实现。还应当理解，本文中的描述和具体示例意图仅用于说明性目的且不意图限制本发明的范围。
附图说明
本文中所描述的附图仅用于所选实施方式而非所有可能的实现方式的说明性目的，且不意图限制本发明的范围。
图1为根据本发明的一个示例性实施方式的开关模式DC-DC电源的框图，该电源包括以全桥配置布置且受具有变化的占空比或变化的相位和变化的频率的控制信号控制的电源开关。
图2为根据另一个示例性实施方式的开关模式DC-DC电源的示意图，该电源包括具有4个MOSFET的全桥LLC转换器、变压器和具有4个MOSFET的整流电路。
图3为根据又一个示例性实施方式的提供给图2的全桥LLC转换器的MOSFET的控制信号的时序图，其中这些控制信号中的两个控制信号具有变化的相位。
图4为根据另一个示例性实施方式的提供给图2的全桥LLC转换器的MOSFET的控制信号的时序图，其中这些控制信号中的两个控制信号具有变化的占空比。
图5A至图5F示出根据又一个示例性实施方式的图2的电源在利用图4的控制信号操作时的操作序列。
图6为根据另一个示例性实施方式的提供给图2的全桥LLC转换器的MOSFET的控制信号的时序图，其中每个控制信号具有大约50％的占空比。
图7为根据又一个示例性实施方式的与图2的全桥LLC转换器的MOSFET相关联的、利用图6的控制信号控制的电压的时序图。
图8为根据另一个示例性实施方式的提供给图2的全桥LLC转换器的MOSFET的控制信号的时序图，其中这些控制信号中的两个控制信号具有大约50％的占空比以及另外两个控制信号具有大约25％的占空比。
图9为根据又一个示例性实施方式的与图2的全桥LLC转换器的MOSFET相关联的、利用图8的控制信号控制的电压的时序图。
图10为根据另一个示例性实施方式的提供给图2的全桥LLC转换器的MOSFET的控制信号和提供给图2的整流电路的MOSFET的控制信号的时序图。
图11A至图11H示出根据又一个示例性实施方式的图2的电源在利用图10的控制信号操作时的操作序列。
图12为根据另一个示例性实施方式的类似于图2的电源、但是具有不同的栅极驱动电路配置的开关模式DC-DC电源的示意图。
图13为根据又一个示例性实施方式的类似于图2和图12的电源、但是具有不同的栅极驱动电路配置的开关模式DC-DC电源的示意图。
图14为根据另一个示例性实施方式的类似于图2的电源、但是包括数字控制器的开关模式DC-DC电源的框图。
图15为根据又一个示例性实施方式的图14的数字控制器的框图。
贯穿附图中的多个视图，对应的附图标记指示对应的部分或特征。
具体实施方式
现在将参照附图更全面地描述示例性实施方式。
提供了示例性实施方式，使得本发明将是透彻的且将向本领域的技术人员充分地传达范围。对大量的特定细节(诸如特定部件、设备和方法的示例)进行陈述，以提供对本发明的实施方式的透彻理解。对本领域的技术人员显而易见的是，不一定采用特定细节，示例性实施方式可以体现为许多不同的形式，并且示例性实施方式不应该被解释为限制本发明的范围。在一些示例性实施方式中，没有对公知的过程、公知的设备结构和公知的技术进行详细描述。
本文中所使用的术语仅出于描述具体示例性实施方式的目的而不旨在进行限制。如本文中所使用的，单数形式“一”和“该”也可以旨在包括复数形式，除非上下文另有明确说明。术语“包括”、“包含”、“含有”和“具有”是包含性的且因此指定所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除存在或附加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、部件、和/或其组合。本文中所描述的方法步骤、过程和操作不应被解释为必须要求它们以所讨论或说明的特定顺序来执行，除非特别指出了执行顺序。还应当理解的是，可以采用额外的或替选的步骤。
尽管在本文中可以使用术语“第一”、“第二”、“第三”等来描述各种元件、部件、区域、层和/或部分，但是这些元件、部件、区域、层和/或部分不应受限于这些术语。这些术语可以仅用于将一个元件、部件、区域、层或部分与另一个元件、部件、区域、层或部分区分开。当诸如“第一”、“第二”的术语和其它数字术语在本文中使用时不暗示次序或顺序，除非上下文有明确地说明。因而，在不脱离示例性实施方式的教导的情况下，以下所讨论的第一元件、第一部件、第一区域、第一层或第一部分可以被称为第二元件、第二部件、第二区域、第二层或第二部分。
为了便于说明，在本文中可以使用空间相对术语，诸如“内部”、“外部”、“下面”、“下方”、“下部”、“上方”、“上部”等，来描述如图中所示的一个元件或特征与其它的一个或多个元件或特征的关系。除了图中示出的方位之外，空间相对术语可以旨在包括设备在使用或操作中的不同方位。例如，如果图中的设备被翻转，则描述为在其它元件或特征的“下方”或“下面”的元件将被取向为在上述其它元件或特征的“上方”。因而，示例性的术语“下方”可以包括上方和下方两种方位。该设备可以被另外地取向(旋转90度或旋转到其它方位)且本文中所使用的空间相对描述符可以被相应地解释。
根据本发明的一个示例性实施方式的开关模式DC-DC电源在图1中示出且通常用附图标记100来指示。如图1所示，开关模式DC-DC电源100包括电源电路102，该电源电路102具有用于接收输入电压Vin的输入端104、用于提供输出电压Vo的输出端106、以及联接在输入端104和输出端106之间的4个电源开关108a-108d。4个电源开关108a-108d以全桥配置来布置。电源100还包括联接到电源电路102的控制电路110，该控制电路110用于将控制信号112a-112d提供给电源开关108a-108d。控制信号112a-112d具有可变频率。控制电路110适用于改变控制信号112a-112d的频率、以及改变仅两个控制信号的参数以调节输出电压Vo。变化的参数可以为两个控制信号的占空比或相位。
例如，以及如在下文进一步阐述，可以改变提供给电源开关108c、电源开关108d的控制信号的占空比。在其它实施方式中，可以改变提供给电源开关108c、电源开关108d的控制信号的相位。可替选地，如果需要，则可以改变提供给电源电路102的另外两个电源开关(例如电源开关108a、电源开关108b等)的控制信号的占空比或相位。
具有变化的参数的这些控制信号可以帮助调节输出电压Vo、实现电源开关108a-108d的零压切换(ZVS)等等，如在下文进一步阐述。例如，用于电源开关108a-108d的切换频率范围可以基于负载(例如，轻载状况、全载状况等)、输入电压Vin等而改变。在一些情况下，切换频率可以根据例如输出电压Vo、输出电压设置点(例如调节设置点)的变化等在低频(例如大约100kHz等)和高频(例如大约300kHz等)之间变动。
然而，如果改变选择控制信号的占空比或相位，则可以使切换频率变化最小化。因此，可以实现宽范围的输出电压调节(例如在大约40V和大约60V之间)，同时维持电源开关的ZVS而基本上不改变电源电路102的输出电流。
可以不同地改变参数(例如占空比或相位)。在一些情况下，可以优选的是连续地改变参数。在其它示例中，可以逐步地改变参数。例如，可以连续地、逐步地等改变占空比。可替选地，可以连续地、逐步地等改变相位。另外，可以线性地或非线性地改变参数。
如在本文中所阐述，控制电路110改变控制信号112a-112d的频率。例如，各个控制信号112a-112d的频率可以在大约100kHz与大约300kHz之间和/或另一合适范围之间相同地改变。
如图1所示，电源开关108a-108d形成全桥配置的两个支路。例如，电源开关108a、电源开关108b联接在一起以形成一个支路114，以及电源开关108c、电源开关108d联接在一起以形成另一个支路116。支路114、支路116在电源开关108a、电源开关108b与电源开关108c、电源开关108d之间联接在一起以形成全桥配置。
在图1的特定示例中，控制电路分别将控制信号112a-112d提供给电源开关108a-108d。在其它示例中，可以将控制信号112a-112d提供给不同的电源开关，可以采用更少的控制信号来控制电源开关108a-108d等等。另外，各个控制信号112a-112d可以包括脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号。
如在本文中所阐述，控制电路110可以改变两个控制信号的占空比或相位。例如，可以改变控制信号112c、控制信号112d的占空比。在这类示例中，基本上相同地改变每个控制信号112c、112d的占空比。因此，由于控制信号112c、控制信号112d控制图1中的电源开关108c、电源开关108d，因此可以改变每个电源开关108c、108d(形成支路116)的占空比。
每个控制信号112c、112d的占空比可以在一组占空比值之间改变。例如，以及如在下文进一步阐述，每个控制信号112c、112d的占空比可以根据输出电压Vo、输出电流、输入电压Vin、切换频率等改变。在一些示例中，控制信号112c、控制信号112d可以在其它的控制信号112a、控制信号112b(上文所述)的固定的占空比(例如大约50％)与小于该固定的占空比的限定的占空比之间改变。例如，该限定的占空比可以为大约25％、或其它合适值。
控制电路110确保各个其它控制信号的占空比是固定的。例如，如果每个控制信号112c、112d的占空比是变化的，则每个控制信号112a、112b的占空比是固定的。在这类示例中，每个电源开关108a、108b(形成支路114)的占空比是固定的。该固定的占空比可以被设为限定的占空比值。在一些优选实施方式中，固定的占空比为控制信号112c、控制信号112d的最大占空比(例如大约50％，包括适当的停滞时间)。在其它实施方式中，固定的占空比可以为小于大约50％的值。
可替选地，以及如在本文中所阐述，除了改变切换频率之外，控制电路110还可以改变两个控制信号的相位。类似于改变占空比控制(如上所述)，改变两个控制信号的相位可以帮助调节输出电压Vo。例如，改变两个控制信号的相位调整对应的电源开关接通的时间量。该调整可以改变由全桥转换器提供的电压(例如，支路114和支路116之间的电压)的占空比。全桥转换器电压的这个变化的占空比(连同控制信号112a-112d的变化的频率)可以按预期帮助调整输出电压。
可以按需使改变的控制信号的相位偏移。例如，改变的控制信号均可以相移大约90度、大约60度、大约45度、和/或相对于其它(非偏移)控制信号的合适值。
在其它一些示例中，如果控制信号112a-112d分别控制电源开关108a-108d，则控制电路110可以改变控制信号112c相对于控制信号112b的相位、以及改变控制信号112d相对于控制信号112a的相位。在这类示例中，电源开关108c(形成支路116的一部分)可以在相对于电源开关108b(形成支路114的一部分)偏移的相位下操作，以及电源开关108d(形成支路116的一部分)可以在相对于电源开关108a(形成支路114的一部分)偏移的相位下操作。可替选地，控制电路110可以改变控制信号112a、控制信号112b而非控制信号112c、控制信号112d的相位。
当两个控制信号被移相时，如在本文中所阐述，控制电路110可以使控制信号112a-112d的占空比固定。例如，固定的占空比可以被设为限定的占空比值，诸如如上所述的最大占空比(例如大约50％等)和/或其它合适值。
图1的电源电路102可以包括各种不同的全桥转换器拓扑结构，例如包括全桥LLC转换器拓扑结构。例如，图2示出了包括全桥LLC转换器拓扑结构的DC-DC电源200，该电源200包括与图1的电源100类似的特征。
如图2所示，电源200包括电源电路202，该电源电路202具有：以全桥配置布置的4个MOSFET电源开关Q1、Q2、Q3、Q4；将输入电压Vbulk提供给电源开关Q1、Q2、Q3、Q4的输入电压源204；谐振电路206；联接到滤波器(例如电容器C2)的整流电路208；以及变压器TX1，该变压器TX1具有联接到电源开关Q1、Q2、Q3、Q4的初级绕组P1和联接到整流电路208的次级绕组S1。在图1的示例中，变压器TX1的初级绕组P1、谐振电感器L1和谐振电容器C1形成LLC谐振网络。
如图2所示，整流电路208包括以全桥配置布置的4个MOSFET开关器件Q5、Q6、Q7、Q8以提供同步整流。可替选地，整流电路208可以按需包括更多或更少开关器件和/或不利用同步整流来配置。可替选地，尽管整流电路208的开关器件和电源电路202的电源开关被示出为MOSFET，但是本领域的技术人员应当清楚的是，如果需要，则可以采用其它开关器件(例如其它FET、二极管等)。
图2的电源200可以包括一个或多个控制电路，该一个或多个控制电路具有用于生成分别用于电源开关Q1、Q2、Q3、Q4的控制信号(例如PWM信号等)的栅极驱动电路DrvA、DrvB、DrvB1、DrvA1，以及用于生成用于整流电路208的开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的控制信号(例如PWM信号等)的栅极驱动电路SyncA、SyncB。如所示，栅极驱动电路SyncA生成用于开关器件Q5、Q7的控制信号，以及栅极驱动电路SyncB生成用于开关器件Q6、Q8的控制信号。
在其它示例中，一个或多个控制电路可以包括更多或更少的栅极驱动电路和/或用于生成控制信号的其它合适的驱动电路。例如，一个或多个控制电路可以包括用于生成控制信号的栅极驱动变压器。在这类示例中，栅极驱动变压器可以生成用于电源开关Q1、Q2的控制信号、栅极驱动变压器可以生成用于电源开关Q3、Q4的控制信号、和/或一个或多个栅极驱动变压器可以生成用于开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的控制信号。
图2的一个或多个控制电路类似于图1的控制电路110而起作用。因此，图2的一个或多个控制电路可以利用具有变化的占空比或变化的相位和变化的频率的控制信号来控制电源开关Q1、Q2、Q3、Q4，如上文参照图1所阐述。通过采用该控制方法(连同LLC网络)，可以在不同的输出电压和输入电压下在电源开关Q1、Q2、Q3、Q4中实现ZVS，如上所述。
例如，图3示出由栅极驱动电路DrvA、DrvB、DrvA1、DrvB1生成的控制信号以及由图2的电源开关Q1、Q2、Q3、Q4产生的中间电压VAB。如所示，控制信号具有大约50％的固定的占空比(具有停滞时间)。
在图3的具体示例中，由栅极驱动电路DrvA1、DrvB1生成的控制信号具有变化的相位和变化的频率。例如，由栅极驱动电路DrvA1生成的控制信号相对于由栅极驱动电路DrvA生成的控制信号移相，以及由栅极驱动电路DrvB1生成的控制信号相对于由栅极驱动电路DrvB生成的控制信号移相。由栅极驱动电路DrvA1、DrvB1生成的控制信号的变化的相位可以导致中间电压VAB改变。例如，当栅极驱动电路DrvA、DrvA1均为高时或当栅极驱动电路DrvB、DrvB1均为高时，建立中间电压VAB的接通时间。因此，改变由栅极驱动电路DrvA1、DrvB1生成的控制信号的相位可以改变该中间电压VAB(例如改变电压的占空比)，以及反过来改变图2的输出电压Vout的调节。
可替选地，图2的一个或多个控制电路可以利用具有变化的频率和变化的占空比的控制信号(用于一些电源开关)来控制电源开关Q1、Q2、Q3、Q4，如上所述。例如，图4示出由图2的栅极驱动电路DrvA、DrvB、DrvA1、DrvB1、SyncA、SyncB生成的控制信号，其中，来自栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号具有变化的占空比。图5A至图5F示出在利用图4的控制信号操作时流经图2的电源200的电流。
例如，图5A对应于图4的时间间隔(a)。在该时间期间，图2的电源开关Q1、Q4接通(如由从图4的栅极驱动电路DrvA、DrvA1生成的控制信号所指示)。因此，电力被传送到变压器TX1、以及转而传送到电源的输出端。可以同时或在不同时间接通电源开关Q1、Q4。例如，如果需要，则可以在电源开关Q1之前接通电源开关Q4。
图5B对应于图4的时间间隔(b)。如图4所示，图2的电源开关Q4(具有可变的占空比)断开，同时电源开关Q1保持接通。在该时间期间，初级绕组P1中的电流使电源开关Q4的输出电容充电并使电源开关Q3的输出电容放电。这允许电源开关Q3开始其零压转换，如本文中所阐述。
图5C对应于图4的时间间隔(c)。在该时间期间，电源开关Q3的输出电容变为负，这导致电源开关Q3的体二极管接通。例如，当电源开关Q4断开时(图5B)，电源开关Q4的漏极电压将增大，直到该电压被保持(借助电源开关Q3的体二极管)到输入电压Vbulk。由于电源开关Q1仍接通(具有固定的占空比)，因此电源开关Q1与电源开关Q4之间的差分电压接近为零。这基本上防止次级侧开关器件进行导通，以及因此防止变压器TX1中的磁化电流进入次级侧。初级绕组P1中的电流(包括磁化电流)继续循环流经电源开关Q3的体二极管和电源开关Q1，如图5C所示。
图5D对应于图4的时间间隔(d)。如图4所示，图2的电源开关Q1断开。在该时间期间，初级绕组P1中的电流开始使电源开关Q2的输出电容放电同时使电源开关Q1的输出电容充电。这导致电源开关Q2的漏极电压减小，直到通过电源开关Q2的体二极管保持电压。这允许电源开关Q2开始其零压转换，如本文中所阐述。
图5E对应于图4的时间间隔(e)。该时段表示在电源开关Q2的漏极电压变负之后电源开关Q2的体二极管导通。
图5F对应于图4的时间间隔(f)。在该时间期间，图2的电源开关Q2、Q3接通，从而完成电源开关Q2、Q3的零压转换。电力被传送到变压器TX1、以及转而传送到电源的输出端，如上文参照图5A所阐述。另外，可以同时或在不同时间接通电源开关Q2、Q3(例如，如果需要，则可以在电源开关Q2之前接通电源开关Q3)。此后，时间间隔可以基本上类似于时间间隔(b)-(f)(如上所述)，但是关于全桥布置的另一半。
返回参照图2，可以通过各种不同的控制方法控制来自栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号的变化的占空比或变化的相位。例如，可以使用输出电压设置点调整、输入电压调整、切换时段调整、负载电流等控制变化的占空比或变化的相位。
例如，如下面表1中所示，图2的电源200的测试已示出：可以改变两个控制信号的占空比，同时维持输出负载电流且使切换频率的变化最小化。另外，如表1所示，流经变压器初级绕组P1的电流随着占空比减小而增大。然而，该电流的增大相比于输出电压Vo的减小是相对低的。
另外，输出电压Vo以相对于占空比(其包括大约350ns的停滞时间)的非线性关系减小。输出电压Vo的该非线性关系可以用于确定将输出调节在输出电压设置点处所需的操作占空比。例如，图2的一个或多个控制电路(和/或本文中所公开的另一控制电路)可以包括可调整的输出电压设置点以提供用于输出电压Vo的调节值。然后可以基于该可调整的输出电压设置点改变所选的控制信号的占空比。例如，可以将用于两个控制信号的占空比的初始操作点设置为25％(参看表1)以将输出电压调节在35.931V处(例如靠近预期输出电压设置点35.9)。此后，可以将输出电压设置点调整到48.8V。然后将两个控制信号的占空比调整到大约35％(如表1所示)以将输出电压调节在48.878V处(例如靠近调整的输出电压设置点)。
下面的方程(1)为用于确定占空比和输出电压Vo的非线性方程的示例，如上所述。
Vout(Calc.)＝(A×(50％-Duty))2+B×(50％-Duty)+C (1)
其中，Duty表示占空比。
在其它实施方式中，也可以使用线性方程而非非线性方程，以减小复杂度。然而，如此做可导致切换频率在预期范围以外变化。可替选地，可以使用固定数量的分步调整，而非非线性方程。
图6和图7示出关于具有50％的占空比的控制信号(来自上表1)的各种波形。例如，如图6所示，每个栅极驱动电路DrvA、DrvB、DrvA1、DrvB1提供具有大约50％的占空比(包括大约350ns的停滞时间)的控制信号。另外，输出电压Vo为55.698V且输出电流为30A，如图6和上表1所示。
图7的波形包括：电源开关Q1、Q4两端的电压(Vds)；电源开关Q1、Q2、Q3、Q4的栅极驱动电压(Vgs)；以及流经变压器初级绕组P1的电流(例如大约5.1A的均方根值)。如图7所示，基于电源开关Q1的电压(Vds)和电源开关Q1、Q2的栅极驱动电压(Vgs)，电源开关Q1实现ZVS。同样地，基于电源开关Q4的电压(Vds)和电源开关Q3、Q4的栅极驱动电压(Vgs)，电源开关Q4实现ZVS。
图8和图9示出关于具有25％占空比的控制信号(来自上表1)的各种波形。例如，如图8所示，栅极驱动电路DrvA、DrvB提供具有大约50％的占空比(包括大约350ns的停滞时间)的控制信号，以及栅极驱动电路DrvA1、DrvB1提供具有大约25％的占空比的控制信号。如图8和上表1所示，输出电压Vo下降到35.931V，以及输出电流保持在30A。
图9的波形基本上类似于图7的波形，但是基于25％的占空比而改变。例如，电源开关Q1、Q4实现ZVS，如上所述。然而，由于改变的占空比，流经变压器初级绕组的电流增大到大约6A的均方根值，如图9和上表1所示。
附加地和/或可替选地，可以使用输入电压调整来控制变化的占空比。例如，以及类似于可调整的输出电压设置点，占空比可以基于输入电压Vbulk相对于标称输入电压的预计增加而改变。
在一些示例中，图2的电源电路202可以被设计用于400V的标称输入电压。然而，在一些情况下，输入电压Vbulk可以高于(例如440V等)或低于标称输入电压。在这类情况下，非线性方程(和/或线性方程、分步调整等)可以用于基于标称输入电压与实际输入电压Vbulk之间的差值来计算用于更稳定的频率范围的占空比调整。因此，可以基于输入电压Vbulk改变占空比。
附加地和/或可替选地，可以基于图2的电源开关Q1、Q2、Q3、Q4的切换时段控制变化的占空比。例如，根据特定切换时段，可以使占空比从最大值(例如大约50％)减小。这可以利用连续调整(例如线性地或非线性地)、分步调整等来表示。
在一些示例中，可以使用输出电压设置点调整、输入电压调整、和切换时段调整中的每一者来控制变化的占空比，如上所述。在这类情况下，可以采用方程(2)来确定变化的占空比。
Duty(％)＝Fixed_Duty-DVOUTADJ-DVINADJ-DPERIODADJ (2)
Fixed_Duty表示其它控制信号的固定的占空比(例如，大约50％的最大占空比)，DVOUTADJ表示基于输出电压设置点调整的占空比调整量，DVINADJ表示基于输入电压调整的占空比调整量，以及DPERIODADJ表示基于切换时段调整的占空比调整量。
在其它实施方式中，如果需要，则可以基于电源200的输出电流控制变化的占空比。基于输出电流调整占空比可以允许相对于负载更一致的转换。该调整可以利用连续调整(例如线性地或非线性地)、分步调整等来表示。
在一些示例中，来自图2的栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号的占空比可以在其它控制信号(来自栅极驱动电路DrvA、DrvB)的固定的占空比与限定的占空比(例如最小占空比)之间改变，如上所述。在这类示例中，电源开关Q1、Q2、Q3、Q4可以在固定的占空比与限定的占空比之间实现ZVS。
在其它实施方式中，限定的占空比不限于标称操作状况期间的限定的占空比(例如最小占空比)。例如，减小占空比导致变压器TX1两端的有效接通时间减少，这有利地导致变压器TX1的峰值磁化电流减小。然而，减小峰值磁化电流可以导致受影响的电源开关的漏极电容更慢地充电，这可以反过来(有时)影响电源开关的ZVS。
返回参照图2和图4，可以基本上类似于或不同于电源开关Q3、Q4而控制同步整流电路208的开关器件Q5、Q6、Q7、Q8。例如，来自栅极驱动电路SyncA、SyncB的控制信号的变化的占空比可以受如上所述的相对于来自栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号相同或不同的控制方法控制。
在图4的具体示例中，来自栅极驱动电路SyncA、SyncB的控制信号通常分别跟随来自栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号。在一些实施方式中，来自栅极驱动电路SyncA、SyncB的控制信号可以根据例如负载电流而具有附加接通时间，如在下文进一步阐述。在一些情况下，该附加接通时间可以减少开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的体二极管导通。该附加接通时间可以利用线性类型或非线性类型的接通补偿来表示。在一些优选实施方式中，栅极驱动电路SyncA、SyncB可以为用于调整开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的接通时间的自适应栅极驱动电路。
在一些实施方式中，以及如发明人所认识到，开关器件Q5、Q6、Q7、Q8两端的电压(Vds)可以回振(ring)。例如，该电压可以在当电源开关Q1、Q2(受栅极驱动电路DrvA、DrvB控制)断开时与当开关器件Q5、Q6、Q7、Q8(受栅极驱动电路SyncA、SyncB控制)接通时之间回振。该回振可以由例如谐振电感器L1与开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的输出电容之间的谐振引起。在一些示例中，在变压器TX1的次级侧的回振可以引起反射到变压器TX1的初级侧的电流回振。这反过来可以影响电源开关Q1、Q2、Q3、Q4的ZVS。
为了减小(有时消除)该回振，可以不同地控制图2的全桥电路的电源开关Q1、Q2、Q3、Q4和同步整流电路208的开关器件Q5、Q6、Q7、Q8。例如，图10示出由栅极驱动电路SyncA、SyncB、DrvA、DrvB、DrvA1、DrvB1提供的控制信号的波形，其中，相比于图4的控制信号，改变来自栅极驱动电路SyncA、SyncB、DrvA、DrvB、DrvA1、DrvB1的控制信号。为供参考，图10的T0和T1之间的时间段表示栅极驱动电路DrvA1控制信号的接通时间，且被称为TON-DC。同样地，T0和T3之间的时间段表示栅极驱动电路DrvA控制信号的接通时间，且被称为Ton-main。
如图10所示，在来自栅极驱动电路DrvA、DrvB的控制信号分别转换到其高态之前，来自栅极驱动电路SyncA、SyncB的控制信号转换到其高态。这例如在高频操作期间可以帮助电源开关Q1、Q2、Q3、Q4中的ZVS。例如，如图10所示，在栅极驱动电路DrvB控制信号转换到其高态(在T5)之前，栅极驱动电路SyncB控制信号转换到其高态(在T4)。在当栅极驱动电路SyncB控制信号接通时与当栅极驱动电路DrvB控制信号接通时之间的该时间段被称为Tzvs。
换言之，图2的一个或多个控制电路可以在接通电源电路202的电源开关Q2(受具有固定的占空比或固定的相位的控制信号控制)之前接通同步整流电路208的开关器件Q6、Q8(受栅极驱动电路SyncB控制)。同样地，图2的一个或多个控制电路可以在接通电源电路202的电源开关Q1之前接通同步整流电路208的开关器件Q5、Q7。
在一些情况下，采用该方式控制开关器件Q5、Q6、Q7、Q8可以导致那些开关器件在其漏极电压(Vds)上的回振处于最大值时接通。该切换(在最大回振下)可以发生在每个电源开关Q1、Q2、Q3、Q4的占空比保持恒定时。例如，在回振处于最大值时接通开关器件Q5、Q6、Q7、Q8可以导致那些器件经历硬切换。为了最小化(有时消除)该硬切换，可以控制开关器件Q5、Q6、Q7、Q8以在回振谷值时(例如处于或靠近回振处于最小值的时候)切换。
在一些实施方式中，谷值切换可以通过确定开关器件Q5、Q6、Q7、Q8接通时与断开时之间的限定时间量来实现。在这类示例中，当流经器件的电流变为零时，断开开关器件Q5、Q6、Q7、Q8。
例如，在断开整流电路208的一些开关器件之后的限定时间段，图2的一个或多个控制电路可以接通整流电路208的开关器件Q5、Q6、Q7、Q8中的其它开关器件限定时间段。例如，如图2和图10所示，在断开开关器件Q5、Q7(受栅极驱动电路SyncA控制)之后的限定时间段，接通开关器件Q6、Q8(受栅极驱动电路SyncB控制)。该时间段在图10的T2与T4之间，且被称为TRES-ADJ。同样地，在断开开关器件Q6、Q8(受栅极驱动电路SyncB控制)之后的限定时间段，可以接通开关器件Q5、Q7(受栅极驱动电路SyncA控制)。这两个时间段可以相同或不同。
上述限定时间段中的一者或两者可以是可调的。在其它实施方式中，上述限定时间段中的一者或两者是固定的。例如，时间段(例如时间段TRES-ADJ)可以为固定的，以确保在回振的谷值下切换开关器件Q5、Q6、Q7、Q8。例如，因为合适的整流开关器件的输出电容与谐振电感器L1之间的谐振频率被特征化，所以在当开关器件Q5、Q7(受栅极驱动电路SyncA控制)断开时与当开关器件Q6、Q8(受栅极驱动电路SyncB控制)接通时之间的固定时间延迟(TRES-ADJ)可以根据例如谐振周期的数量来使用。例如，下面的方程(3)为用于时间延迟(TRES-ADJ)的线性方程。
TRES-ADJ＝(N周期+0.5)×TRES-PERIOD (3)
在方程(3)中，TRES-PERIOD表示谐振时段，以及N周期表示在接通开关器件Q5、Q6、Q7、Q8之前的谐振周期的数量。谐振周期的数量可以从零变化到最大数，其中，TRES-ADJ小于切换时段的一半。当固定时间延迟TRES-ADJ增大时，时间段TON-DC(本文中所阐述)减小，引起占空比减小。因此，可以调整谐振周期的数量N周期以改变固定时间延迟TRES-ADJ，这反过来引起占空比的调整。可以基于例如输出电压Vout、输入电压Vbulk、输出电流和/或切换频率来调整谐振周期的数量。
在一些示例中，可以延长整流开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的接通时间。当图2的变压器TX1的次级侧的电流斜降时，该附加接通时间例如可以减少(有时消除)导通损耗。该附加接通时间可以应用于控制开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的一个或两个控制信号。另外，该附加接通时间可以是按需可调整的。因此，可以改变提供给开关器件Q5、Q6、Q7、Q8的控制信号的占空比。
例如，如图10所示，栅极驱动电路SyncA控制信号包括附加接通时间，这被示出在T1和T2之间。该附加接通时间被称为TIOUT-ADJ。该附加接通时间(TIOUT-ADJ)可以取决于例如输出电流Iout、输出电压Vout、输入电压Vbulk等。然而，通过知道输出电压Vout和输入电压Vbulk，可以使用线性或非线性方程来预测该附加接通时间(例如斜降时间)。如下在方程(4)中示出了样本线性方程：
TIOUT-ADJ＝Iout×Gain1+Offset1 (4)
在方程(4)中，Gain1表示用于相对于输出电流Iout调整TIOUT-ADJ的斜坡补偿，以及Offset1表示用于相对于输出电流Iout调整TIOUT-ADJ的偏移补偿。这些补偿值用于预测次级电流斜降时间近似等于用于栅极驱动电路SyncA、SyncB的控制信号的附加接通时间。
另外，栅极驱动电路DrvA1控制信号的接通时间(TON-DC)可以基于附加接通时间TIOUT-ADJ、时间段Tzvs、时间延迟TRES-ADJ、和表示图10的控制信号的一半周期时段的时间间隔(Tsw/2)来计算，如上所述。这设定用于栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号的占空比。例如，下面方程(5)可以用于计算时间TON-DC。
TON-DC＝(TSW/2)-TZVS-TRES-ADJ-TIOUT-ADJ (5)
另外，图10示出开关器件Q5、Q7(受栅极驱动电路SyncA控制)的漏极电压(VDsr1)和电源开关Q2两端的电压(VDSmaxFet)的电压波形。图10还示出图2的电源200的输出电流(SecCurrent)。
图11A至图11H示出在利用图10的控制信号操作时流经图2的电源200的电流。流经图11A和图11B的电源200的电流类似于流经图5A和图5B的电源200的电流。例如，图11A示出处于其接通状态下的图2的电源开关Q1、Q4，这由图10的T0处的栅极驱动电路DrvA、DrvA1控制信号所指示。因此，电力被传送到变压器TX1、以及转而传送到电源的输出端，如上所述。可以同时或在不同时间接通电源开关Q1、Q4。例如，可以在电源开关Q1之前接通电源开关Q4。
同样地，图11B示出处于其断开状态下的图2的电源开关Q4。在该时间期间，电源开关Q3、Q4可以在零电压下切换，如上文参照图5B所阐述。
如上文在图5C中所描述，图11C示出电源开关Q3的输出电容变为负的时间段。这导致电源开关Q3的体二极管接通以及保持输出电流(SecCurrent)，如上所述。另外，初级绕组P1的电流(例如，变压器磁化电流和反射的次级侧电流)循环流经电源开关Q1和电源开关Q3的体二极管。另外，图2的变压器TX1的次级侧中的电流(SecCurrent)开始斜降到零。当该电流达到零时，开关器件Q5、Q7断开。
图11D示出次级侧电流开始回振(例如在负值和正值之间振荡)时的时间段。在一些情况下，次级侧电流的回振也可以引起初级侧电流的回振。如上所述，次级侧回振可以由于例如一个或多个整流开关器件的输出电容与谐振电感器L1之间的谐振。这导致一个或多个次级侧开关器件的漏极电压(Vds)回振，如上所述。另外，在该时间段期间，初级绕组P1的电流继续循环流经电源开关Q1和电源开关Q3的体二极管。
图11E示出处于其断开状态下的图2的电源开关Q1。在该时间期间，初级侧电流开始从电源开关Q2的输出电容放电以及对电源开关Q1的输出电容充电。这允许电源开关Q1、Q2在零电压下切换，如上所述。
图11F示出处于其接通状态下的图2的整流开关器件Q6、Q8。有利地，开关器件Q6、Q8可以在其漏极电压接近最小值时被接通(例如，如上所述的谷值切换)。如上所述，开关器件Q6、Q8的该接通时间在电源开关Q2的接通时间之前。
在开关器件Q6、Q8接通之后，电流开始沿着与输出端相反的方向流动，如图11F所示。该电流流动可以帮助电源开关Q1、Q2的零压转换(如上所述)。另外，调整时间段Tzvs(如上所述)可以调整反向电流的量。优选地使该反向电流(因此时间段Tzvs)最小化以实现ZVS。这是因为通过增大初级峰值电流和次级峰值电流来使从输出端获得的电流偏移，这可以增大导通损耗。
图11G示出在其漏极电压变为负时的电源开关Q2。同时，电源开关Q2的体二极管开始导通。
图11H示出处于其接通状态下的图2的电源开关Q2、Q3。因此，电力被传送到变压器TX1、以及转而传送到电源的输出端，如上文参照图11A所阐述。同样地，可以同时或在不同时间接通电源开关Q2、Q3。例如，可以在电源开关Q2之前接通电源开关Q3。
尽管图2示出栅极驱动电路之间的特定配置，但是可以采用其它合适配置而不脱离本发明的范围。例如，图12和图13均示出具有与图2的电源200不同的栅极驱动电路配置的开关模式DC-DC电源1200、开关模式DC-DC电源1300。
如图12所示，切换栅极驱动电路DrvB、DrvB1。因此，栅极驱动电路DrvB1生成用于电源开关Q2的控制信号，以及栅极驱动电路DrvB生成用于电源开关Q3的控制信号。这允许低侧电源开关Q2、Q4具有变化的占空比或相位，以及高侧电源开关Q1、Q3具有固定的占空比或相位，如上所述。
类似地，如图13所示，切换栅极驱动电路DrvA、DrvA1。因此，栅极驱动电路DrvA1生成用于电源开关Q1的控制信号，以及栅极驱动电路DrvA生成用于电源开关Q4的控制信号。这允许高侧电源开关Q1、Q3具有变化的占空比或相位，以及低侧电源开关Q2、Q4具有固定的占空比或相位，如上所述。
在一些示例中，来自图12和图13的栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号可以具有大约25％的占空比，以及来自图12和图13的栅极驱动电路DrvA、DrvB的控制信号可以具有大约75％的占空比。在这类示例中，栅极驱动电路DrvA、DrvB1形成一个互补对，以及栅极驱动电路DrvB、DrvA1形成另一个互补对。栅极驱动电路DrvA1、DrvB1的控制信号可以在限定占空比(例如最小占空比，诸如零)与大约50％的占空比之间改变。可替选地，栅极驱动电路DrvA、DrvB的控制信号可以在50％的占空比与限定占空比(例如最大占空比，诸如100％)之间改变。图12和图13的电源1200、电源1300的栅极驱动电路配置可以相比于其它电源减少初级损耗，例如由于在初级侧电流循环流经电源开关Q1、Q2、Q3、Q4时减少的体二极管导通。
本文中所公开的具有变化的占空比的控制信号被示出且描述为具有后沿调整。例如，来自栅极驱动电路DrvA1、DrvB1、SyncA、SyncB的控制信号经历后沿调整以改变其占空比。可替选地，如果需要，则可以实施前沿调整。
另外，应当清楚，本文中所公开的各种控制特征中的一者或多者可以以一种或多种控制方法来实现。例如，可以实施一种方法以调节DC-DC电源的输出电压，该DC-DC电源具有以全桥配置来布置的四个电源开关。例如，该方法可以包括将控制信号提供给电源开关、改变控制信号的频率、以及改变仅两个控制信号的占空比或相位。
另外，本文中所公开的控制电路可以包括模拟控制电路、数字控制电路(例如数字信号控制电路(Digital Signal Control circuit，DSC)、数字信号处理器(DigitalSignal Processor，DSP)等)、或混合控制电路(例如数字控制电路和模拟电路)。附加地，控制电路可以包括用于实现如本文中所阐述的转换器控制特征的一个或多个处理器。控制电路的一个或多个部件(例如一个或多个处理器等)可以置于一个或多个集成电路上。
例如，图14示出类似于图2的电源200的开关模式DC-DC电源1400。例如，电源1400包括LLC转换器1402，该LLC转换器1402具有联接在LLC转换器初级侧1404与LLC转换器次级侧1406之间的变压器TX1。类似于图2的电源200，四个电源开关以全桥配置布置在图14的LLC转换器初级侧1404上，以及具有至少两个开关器件的整流电路置于图14的LLC转换器次级侧1406上。
另外，电源1400包括数字控制电路1408，该数字控制电路1408具有数字控制器1410和两个驱动器IC 1412、1414。数字控制电路1408可以改变提供给LLC转换器初级侧1404上的电源开关和LLC转换器次级侧1406上的开关器件的控制信号的占空比、相位和/或频率，如上所述。
如图14和图15所示，数字控制器1410感测输出电压和输出电流以及将信号提供给驱动器IC 1412、驱动器IC 1414。具体地，如图14和图15所示，将信号Apwm、Bpwm、A1pwm、B1pwm提供给驱动器IC 1412，以及将信号SRpwmA、SRpwmB提供给驱动器IC 1414。驱动器IC1412包括栅极驱动电路DrvA、DrvB、DrvA1、DrvB1(如本文中所阐述)，这些栅极驱动电路DrvA、DrvB、DrvA1、DrvB1用于基于来自数字控制器1410的信号生成用于LLC转换器初级侧1404上的电源开关的控制信号。类似地，驱动器IC 1414包括栅极驱动电路SyncA、SyncB(如本文中所阐述)，这些栅极驱动电路SyncA、SyncB用于基于来自数字控制器1410的信号生成用于LLC转换器次级侧1406上的开关器件的控制信号。
可以在任何合适的全桥配置(例如，如本文中所公开的全桥LLC配置)中采用本文中所公开的特征。该全桥配置可以联接到任何合适的整流电路，诸如本文中所公开的那些整流电路。例如，该整流电路可以包括全桥配置(如本文中所阐述)、中心抽头配置等。
本文中所公开的电源可以被用在用于各种不同应用的多相电源***中，各种不同应用例如包括高功率应用。在一些示例中，电源可以包括联接到本文中所公开的电源电路的一个或多个其它电源电路(例如，降压转换器、升压转换器，诸如前端AC-DC升压转换器等)。
通过采用本文中所公开的特征中的一个或多个特征，相比于已知电源，本文中所公开的电源中的输出电压调节的范围可以增大，以及电源中的切换频率在常规操作期间可以减小(相比于已知电源)。另外，所述一个或多个特征可用于在轻载状况期间基本上防止突发模式操作以及在例如高输入电压电平(例如305Vac、440Vdc等)期间基本上防止高频操作。
另外，相比于已知电源，采用所述一个或多个特征可以提供电源中的更大的软启动控制，保持电源中的全ZVS(例如甚至在轻载状况下)，提供用于次级侧开关器件的谷值切换等。另外，相比于已知电源，所述一个或多个特征可以在实现ZVS时减小对磁化电流的依赖性。
出于示例和描述的目的，已经提供了前述的实施方式的描述。这并不旨在穷举或限制本发明。特定实施方式的各个元件或特征通常不限于该特定实施方式，而是在可适用时，可以互换并且可以在所选择的实施方式中使用，即使没有具体示出或描述。特定实施方式的各个元件或特征也可以以许多方式变化。这些变化不应当视为背离本发明，并且所有这些修改旨在被包括在本发明的范围内。

Claims (10)

1.一种开关模式DC-DC电源，包括：
电源电路，所述电源电路具有用于接收输入电压的输入端、用于提供输出电压的输出端、以及联接在所述输入端和所述输出端之间的四个电源开关，所述四个电源开关以全桥配置来布置，以及
控制电路，所述控制电路联接到所述电源电路，用于将多个控制信号提供给所述电源开关，所述多个控制信号具有可变频率，所述控制电路适于改变所述多个控制信号的频率以及改变所述多个控制信号中的仅两个控制信号的参数以调节所述输出电压，
其中，所述参数为所述两个控制信号的占空比或相位。
2.根据权利要求1所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路包括适于生成所述多个控制信号的至少两个栅极驱动电路。
3.根据权利要求1或2所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述电源电路包括具有至少一个电容器和至少一个电感器的LLC转换器。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述参数为所述两个控制信号的所述相位。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路适于固定所述多个控制信号的占空比。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，固定的所述占空比为大约50％。
7.根据权利要求1-6中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述两个控制信号的所述相位基本上相同地改变。
8.根据权利要求1-7中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述参数为所述两个控制信号的所述占空比。
9.根据权利要求1-8中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述两个控制信号的所述占空比基本上相同地改变。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的开关模式DC-DC电源，其中，所述控制电路适于固定所述多个控制信号中的另外两个控制信号的占空比，以及其中，所述多个控制信号中的所述仅两个控制信号的所述占空比在所述多个控制信号中的所述另外两个控制信号的固定的所述占空比与限定的占空比之间改变，所述限定的占空比小于所述固定的占空比。
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