CN108336752B - 一种不可控预充电阶段的电容电压平衡方法 - Google Patents
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Abstract
本发明模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法涉及模块化多电平换流器，特别适用于MMC（模块化多电平换流器）的不可控预充电阶段的电容电压平衡方法。对反激取能电源的控制电路进行改进，改进部分的控制电路结构包括控制单元、光耦隔离单元、与门单元和MOS场效晶体管，与门单元的两个输入端分别与控制单元的输出端以及光耦隔离单元的输出端相连；与门单元的输出端通过电阻R2与MOS场效晶体管的栅级端相连。通过对传统反激取能电源的控制电路及传统子模块电容电压检测方法进行改进，改进的电压检测方法减少了传统方法中的频率/电压转换电路，而直接将体现电容电压幅值的频率电压信号送入FPGA。
Description
技术领域
本发明模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法涉及模块化多电平换流器，特别适用于MMC（模块化多电平换流器）的不可控预充电阶段的电容电压平衡方法。
背景技术
模块化多电平换流器由于其输出波形质量高、开关损耗低、快速的故障恢复能力以及较高的可靠性等优点使得其在高压直流输电领域的应用越来越广泛。目前，我国已有广东南澳三端和浙江舟山五端等两项MMC-HVDC（基于模块化多电平换流器的柔性直流输电）工程投入运行，取得了较好的运行效果与经济效益。但是，由于模块化多电平换流器的每个桥臂由多个子模块级联构成，因此子模块电容电压的不平衡严重威胁MMC-HVDC（基于模块化多电平换流器的柔性直流输电）***的安全稳定运行。
在MMC（模块化多电平换流器）的可控预充电阶段和正常运行阶段，子模块开关信号延时的差异是引起子模块电容电压的不平衡主要原因。在MMC（模块化多电平换流器）的不可控预充电阶段，取能电源的差异是引起子模块电容电压不平衡的主要原因。
目前，已有大量文献针对该问题提出了较为有效的平衡方法，可将它们分为分布式闭环电压控制和集中式子模块选择控制等两类。但这些都是针对可控预充电及正常运行阶段提出的，在不可控预充电阶段由于子模块处于闭锁状态而无法起到平衡作用。
国际标准IEC62501要求在不可控充电阶段至少应当保持10分钟的电容电压平衡才能证明子模块设计的正确性。针对不可控预充电阶段的电容电压平衡问题，文献（A.Ajami, H. Shokri and A. Mokhberdoran, “Parallel switch-based chopper circuitfor DC capacitor voltage balancing in diode-clamped multilevel inverter,” IETpower Electron.）提出为子模块电容配置并联开关斩波电路，取得了较好的电压平衡效果，但是这种方法一方面增加了开关器件的使用数量，另一方面导致了换流站有功损耗的增加；文献（Gum Tae Son, Hee-Jin Lee, Tae Sik Nam, Uk-Hwa Lee etc. Design andControl of a Modular Multilevel HVDC Converter With Redundant Power Modulesfor Noninterruptible Energy Transfer[J]）提出同一桥臂内子模块电容电压通过级联变压器实现平衡，但是级联变压器的使用会使MMC子模块的设计难度大大增加，该方法为每个子模块配置单向斩波器和单耦合电感构成了平衡回路，不同平衡回路采用载波移相调制，有效地实现了电容电压的平衡，但这种方法电平数较多的MMC***时，***硬件成本及控制复杂度将大大增加。
发明内容
本发明的目的是针对上述不足之处提供一种模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，是一种新颖的适用于MMC不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，针对不可控预充电阶段电容电压的不平衡现象进行定性分析；通过对传统取能电源控制电路及电容电压检测方法进行改进，形成基于取能电源的电容电压平衡方法；并通过时域仿真验证所提电压平衡方法的可行性和有效性。
本发明是采取以下技术方案实现的：
模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，对反激取能电源的控制电路进行了改进，改进部分的控制电路结构包括控制单元、光耦隔离单元、与门单元和MOS场效晶体管，与门单元的两个输入端分别与控制单元的输出端以及光耦隔离单元的输出端相连；与门单元的输出端通过电阻R2与MOS场效晶体管的栅级端相连。
所述控制单元采用UC3842芯片。
所述光耦隔离单元采用市售的光耦隔离芯片，由发光二极管和光电接收器组成。
所述MOS场效晶体管采用市售的MOS场效晶体管，用于实现斩波功能。
所述与门单元采用市售的与门芯片。
与传统反激电源控制电路不同的是，控制单元产生的信号PWMk在改进后的电路中并不直接驱动MOS场效晶体管，而是经过线性光耦隔离并与
经过与操作逻辑后驱动MOS场效晶体管。
分析上述改进后的电路可知，MOS场效晶体管的实际驱动信号PWMk’按下式计算：
其中，d k为FPGA不可控预充电阶段电容电压平衡控制算法为该子模块增加的取能电源控制信号，取值为‘1’或者‘0’；
为d k的值“取反”，即‘1’取反后变‘0’，‘0’取反后变‘1’。
模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，包括如下步骤：
1）采用DSP软件单元完成换流站级控制，所述换流站级控制包括电压和电流闭环控制两部分，电压测量信号依次经过分压电路、低通滤波器、电压频率转换器和光电转换器等环节；通过分压电路的电阻分压来采集直流侧电容电压，低通滤波器滤除前述采集到的电容电压中的干扰高频信号后，电压频率转换器将电容电压信号转换为频率信号；光电转换器将前述频率信号转换为光信号，以光信号形式输出调制波给步骤2）的阀级控制器；
2）采用阀级控制器中的FPGA软件单元完成对步骤1）得到的光信号进行阀级控制；
所述光信号依次经过光/电转换环节、频率/电压转换环节和A/D采样环节，通过光/电转换环节将光信号转变为频率信号，频率/电压转换环节将前述频率信号转换为电容电压信号，A/D采样环节将数字信号形式的电容电压信号转换为模拟电压电流信号；
3）根据步骤1）中换流站级控制层给出的调制波、步骤2）中得到的各子模块电容电压和各个子模块中的电流，实现MMC的调制及子模块电容电压平衡控制。
考虑到电气隔离及通信实时性的要求，在步骤1）中的子模块侧将电容电压测量信号通过电压频率转换器转换为频率信号，然后由光纤端子转换为同频率的光学信号并经光纤传递至步骤2）的阀级控制器；在阀级控制器侧，光纤端子将来自步骤1）的光学频率信号转换为同频率的电信号后，由频率/电压转换环节的转换电路转换为电压幅值信号，然后经过AD采样后送入FPGA软件单元供阀级控制算法使用。
在FPGA软件单元内配置n个计数器，n即为每个桥臂子模块数目，n为不大于400的自然数；阀级控制器的光纤端子接收到光信号后，转换成电信号，就是所谓的“频率电脉冲信号”。计数器对光纤端子输出的频率电脉冲信号进行计数，当任何一个计数器计数值增加至预定值时，产生与子模块相对应的中断信号，并执行本发明方法。
本发明方法每检测到一个计数器中断，即执行一次循环算法，直至检测到所配置的n个计数器均产生中断，将所有计数器复位，并同时开始新一个周期的计数。
本发明的优点：通过对传统反激取能电源的控制电路及传统子模块电容电压检测方法进行改进，改进的电压检测方法减少了传统方法中的频率/电压转换电路，而直接将体现电容电压幅值的频率电压信号送入FPGA。与所提出的不可控预充电阶段平衡控制算法相配合，可以有效地对同一桥臂内的子模块电容电压进行平衡控制。同已有方法相比，具有如下优点：
(1)没有增加功率开关器件的使用数量；
(2)通过FPGA计数器辨别子模块电容电压的大小关系，避免了复杂的电容电压排序；
(3)以更少的有功损耗，取得了更好电容电压平衡效果。
附图说明
以下将结合附图对本发明作进一步说明：
图1是本发明涉及的MMC的拓扑结构图；
图2是MMC中每个子模块的电路拓扑图；
图3是MMC采用直流母线进行预充电时桥臂电路工况图；
图4是传统反激电源控制电路图；
图5是本发明对图4进行改进后的局部反激电源控制电路图；
图6是传统子模块电容电压检测方法示意图；
图7是本发明改进后的传统子模块电容电压检测方法示意图；
图8是本发明不可控预充电阶段电容电压平衡控制方法流程图；
图9是采用传统电压平衡方法后A相上桥臂四个子模块的电容电压曲线；
图10是采用传统电压平衡方法后A相上桥臂的有功损耗增长曲线（即每个子模块电容损失能量之和）；
图11是采用本发明方法后A相上桥臂四个子模块的电容电压曲线；
图12是采用本发明方法后A相上桥臂的有功损耗增长曲线。
具体实施方式
如图1所示，是模块化多电平换流器(Modulate Multilevel Converter, MMC)的拓扑结构，由三个相单元组成，每个相单元包含上下两个桥臂，同时每个桥臂由n个完全相同的子模块(Sub Modulate, SM)和一个平波电抗器构成。
MMC中每个子模块的电路拓扑如图2所示，工程上，每个子模块由一个旁路开关S、一个保护晶闸管VT、两个IGBT（VT1、VT2）以及分别与之反向并联的二极管（VD1、VD2）、一个直流电容C、一个等效电阻R和一个取能电源构成；旁路开关S在子模块故障时一方面保护子模块，另一方面保证桥臂电流的连续性；晶闸管VT在MMC***发生短路故障时导通以保护二极管VD2；取能电源从直流电容C上取电，为子模块的驱动及控制电路提供工作电源。为了降低高压侧故障对子模块驱动及控制电路的影响，取能电源的设计一般采用包含变压器隔离的反激变换拓扑。其中，电阻R一方面有助于维持子模块电容电压的平衡，另一方面用于子模块故障及***停机时释放电容C储存的能量。
MMC正常工作之前，其子模块电容电压很低或者几乎为零，需要引入直流母线或者交流***对子模块电容进行预充电。而无论子模块通过直流母线进行预充，还是通过交流***预充电，此过程总可以分为不可控预充电与可控预充电两个预充电阶段。
如图3以MMC采用直流母线进行预充电为例，给出了某一个桥臂的电路工况。由于所有子模块均处于闭锁状态，则直流母线通过充电电阻及每个子模块的二极管VD2，对2n个串联的电容进行充电。在不考虑子模块冗余情况时，即使充电电阻被切除，该预充电阶段结束时每个子模块电容电压仅为其额定电压的50%。
在不可控预充电阶段，所有子模块的不受控使得MMC控制器无法利用桥臂电流进行电容电压平衡控制。同时由于电阻R d以及取能电源等的差异，使得这个阶段的电容电压不平衡现象更加严重。
图3中桥臂电流i pa可以表示成：
i pa=i ck+i dk+i pk (1)
进一步表示为：
式(2)中k=1,2,……,2n，u ck表示第k个子模块的电容电压，i ck表示该子模块电容的充放电电流（以流入电容为正方向），i dk为等效电阻R d的放电电流，i pk表示流入取能电源的电流。
式(1)和式(2)中不同子模块取能电源电流i pk的差异是引起不可控预充电阶段子模块电容电压不平衡的主要因素。为进一步分析取能电源的影响，在一个开关周期内可对取能电源建立如下平均模型：
其中，D为取能电源中MOS管VTk的占空比，n为变压器原副边线圈匝数比，U CO是取能电源的输出电压，R O是子模块驱动与控制电路的等效电阻。
分析式(2)和式(3)可知，若某个子模块取能电源的输出等效电阻R O小于其他子模块取能电源的输出等效电阻，则该子模块取能电源输出电压U CO将会低于其他子模块取能电源输出电压。而为了维持U CO恒定，则应当增大电流i pk，而i pk的增大会引起该子模块电容电压u ck的降低。但是由于取能电源的恒功率特性及反激电源自动控制***的作用，u ck的降低将会引起占空比D的增大，而D的增大又进一步地加剧了i pk的增大。由以上分析可知，子模块电容电压的不平衡程度将随着时间的推移而增加。
针对取能电源引起的子模块电容电压不平衡问题，传统方法一般通过匹配等效电阻R d的方法来抑制电容电压的发散，以下进行具体介绍。
将式(2)代入式(1)后，可将电流i ck表示为：
由自动控制原理可知，若子模块k的电容电压能够维持在电压平均值
，则式(4)必须满足以下条件：
若取能电源的功率用p s表示，则式(5)中电流i pk可近似表示为：
将式(6)代入式(5)可得等效电阻R d的取值范围为：
此外，工程上要求子模块取能电源在较宽的输入电压范围内均能可靠输出，因此等效电阻R d的取值还应同时考虑取能电源的输入特性。
虽然根据式(7)给出的的取值范围及考虑取能电源输入特性后选择的等效电阻R d可以有效地抑制电容电压的发散，但是此方法计算出的R d取值一般过小，将会增大MMC换流站的有功损耗，因此研究有功损耗更小的电容电压平衡方法具有重要理论意义及应用价值。
如图4是传统反激电源控制电路，高频变压器T1的W1绕组为输入绕组，W2为输出绕组，W3为反馈绕组。输入绕组侧R1、电容C1、晶体二极管D1组成RCD吸收电路，输出绕组侧R8为取能电源的等效负载。信号PWMk即为第k个子模块取能电源内开关管MOS场效晶体管Q1的驱动信号，它由控制芯片产生并直接控制取能电源k的工作。
本发明对取能电源控制电路的改进之处在于MOS场效晶体管Q1驱动信号的产生方法，改进后的控制电路如图5所示。改进部分的控制电路结构包括控制单元UCC3842、光耦隔离单元U2、与门单元AND和MOS场效晶体管Q1，与门单元AND的两个输入端分别与控制单元UCC3842的输出端以及光耦隔离单元U2的输出端相连；与门单元AND的输出端通过电阻R2与MOS场效晶体管Q1的栅级端相连。所述光耦隔离单元由发光二极管和光电接收器组成。反激电路控制芯片控制芯片产生的信号PWMk在改进后的电路中并不直接驱动MOS场效晶体管Q1，而是经过线性光耦隔离并与
经过与操作逻辑后驱动MOS场效晶体管Q1。分析改进后的电路可知，MOS场效晶体管Q1的实际驱动信号可按下式计算：
其中，d k为FPGA不可控预充电阶段电容电压平衡控制算法为该子模块增加的取能电源控制信号，取值为‘1’或者‘0’；
为d k控制信号的值取反，即‘1’取反后变‘0’，‘0’取反后变‘1’。
传统MMC控制***采用DSP+FPGA双核控制器架构；通过DSP软件单元完成换流站级控制，包括电压电流闭环控制两部分，并输出调制波给阀级控制层；通过FPGA软件单元完成阀级控制，根据换流站级控制层给出的调制波、各子模块电容电压和桥臂电流方向，实现MMC的调制及子模块电容电压平衡控制。
传统子模块电容电压检测方法如图6所示。考虑到电气隔离及通信实时性的要求，在子模块侧将电容电压测量信号压频转换为频率信号，然后由光纤端子转换为同频率的光学信号并经光纤传递至阀级控制器。在阀级控制器侧，光纤端子将此光学频率信号转换为同频率的电信号后，由频压转换电路转换为电压幅值信号，然后AD采样后送入FPGA供阀级控制算法使用。
本发明对传统子模块电容电压检测方法进行改进，如图7所示是本发明改进后的传统子模块电容电压检测方法示意图。
模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，包括如下步骤：
1）采用DSP软件单元完成换流站级控制，所述换流站级控制包括电压和电流闭环控制两部分，电压测量信号依次经过分压电路、低通滤波器、电压频率转换器和光电转换器等环节；通过分压电路的电阻分压来采集直流侧电容电压，低通滤波器滤除前述采集到的电容电压中的干扰高频信号后，电压频率转换器将电容电压信号转换为频率信号；光电转换器将前述频率信号转换为光信号，以光信号形式输出调制波给步骤2）的阀级控制器；
2）采用阀级控制器中的FPGA软件单元完成对步骤1）得到的光信号进行阀级控制；
所述光信号依次经过光/电转换环节、频率/电压转换环节和A/D采样环节，通过光/电转换环节将光信号转变为频率信号，频率/电压转换环节将前述频率信号转换为电容电压信号，A/D采样环节将数字信号形式的电容电压信号转换为模拟电压电流信号；
3）根据步骤1）中换流站级控制层给出的调制波、步骤2）中得到的各子模块电容电压和各个子模块中的电流，实现MMC的调制及子模块电容电压平衡控制。
改进的电压检测方法减少了传统方法中的频率/电压转换电路，而直接将体现电容电压幅值的频率电压信号送入FPGA。同时在FPGA内配置n个计数器，对光纤端子输出的频率电脉冲信号进行计数，当计数器计数值增加至预定值时产生与子模块相对应的中断信号，并执行不可控预充电平衡控制算法。
如图8所示是本发明不可控预充电平衡控制算法流程图，平衡控制算法每检测到一个计数器中断，执行一次循环算法，直至检测到所配置的n个计数器均产生中断，将所有计数器复位，并同时开始新一个周期的计数。
根据电压/频率转换电路的基本原理可知，电压越高则转换成的频率信号频率越高，传递至阀级控制器侧的电压脉冲信号频率也越高。由于FPGA配置的n个计数器均设定相同的预定值，因此电容电压越高的子模块，与其对应的计数器产生中断的时间越早；电容电压越低的子模块，与其对应的计数器产生中断的时间越晚。这样，电容电压较大的n-1个子模块，其取能电源的控制信号d k被置1；电容电压最小的子模块，其取能电源的控制信号d k被置0。结合改进后的取能电源控制电路可知，电容电压最低的子模块取能电源将停止工作，其输入阻抗增加，输出电流减小，子模块电容电压将升高；而其他子模块取能电源继续正常工作并从子模块电容上取电，这些子模块的电容电压将降低。这样随着时间的推移，最终将导致同一桥臂内不同子模块电容电压的相互逼近。
仿真验证：
为了验证所提电容电压平衡方法的可行性和有效性，在Matlab/Simulink中搭建了如图1所示的单端三相MMC仿真模型，每个桥臂包含4个子模块，并采用直流母线对各子模块进行预充电，同时要求取能电源正常工作的输入电压范围为300-2700V。设置仿真步长为1us，依次进行两组对比仿真实验，以比较基于匹配等效电阻的传统方法和本文所提新型方法在电压平衡效果和***有功损耗等两个方面差异。
第一组仿真实验采用匹配等效电阻的方法进行不可控预充电阶段的电容电压平衡控制,匹配等效电阻Rd的选择应满足以下条件：
将不可控预充电阶段的子模块电容电压稳态值1100V代入式(9)可得Rd<60.8kΩ。因此这里给每个子模块电容并联一个60 kΩ的均压电阻。图9为采用传统电压平衡方法后A相上桥臂四个子模块的电容电压，图10为采用传统电压平衡方法后A相上桥臂的有功损耗增长曲线（即每个子模块电容损失能量之和）。
第二组仿真实验采用本文所提的新型平衡方法进行不可控预充电阶段的电容电压平衡控制，同时给每个子模块电容并联一个100kΩ的电阻以确保子模块电容在***故障及停机时存在放电回路。
图11为采用本文方法后A相上桥臂四个子模块的电容电压，图12为采用本文方法后A相上桥臂的有功损耗增长曲线。对比图9、图10以及图11、图12可知，本发明方法虽然采用了更大阻值的均压电阻，但是以更低的***有功损耗取得了更好的平衡控制效果，显示了本发明方法在不可控预充电阶段电容电压平衡控制方面的有效性及优越性。
Claims (5)
1.一种模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，反激取能电源控制电路包括控制单元、驱动电阻R2以及包含MOS场效晶体管Q1的反激取能电源主电路，高频变压器T1的W1绕组为输入绕组，W2为反馈绕组，W3为输出绕组；输入绕组侧R1、电容C1、晶体二极管D1组成RCD吸收电路，输出绕组侧R8为取能电源的等效负载；所述控制单元采用UC3842芯片；
其特征在于：对反激取能电源的控制电路进行改进，改进部分的控制电路结构包括光耦隔离单元和与门单元，与门单元的两个输入端分别与控制单元的输出端以及光耦隔离单元的输出端相连；与门单元的输出端通过电阻R2与MOS场效晶体管的栅级端相连；
控制单元产生的信号在改进后的电路中不直接驱动MOS场效晶体管；控制单元产生的信号与取能电源控制信号的取反值经过与操作逻辑后驱动MOS场效晶体管；所述光耦隔离单元采用光耦隔离芯片，由发光二极管和光电接收器组成；所述UC3842芯片产生的信号PWMk在改进后的电路中并不直接驱动MOS场效晶体管Q1，而是与
经过与操作逻辑后驱动MOS场效晶体管Q1；
MOS场效晶体管Q1的实际驱动信号可按下式计算：
其中，d k为取能电源控制信号，取值为1或者0；
为d k控制信号的值取反，即1取反后变0，0取反后变1；
根据电压/频率转换电路的基本原理可知，电压越高则转换成的频率信号频率越高，传递至阀级控制器侧的电压脉冲信号频率也越高；由于FPGA配置的n个计数器均设定相同的预定值，因此电容电压越高的子模块，与其对应的计数器产生中断的时间越早；电容电压越低的子模块，与其对应的计数器产生中断的时间越晚；这样，电容电压较大的n-1个子模块，其取能电源的控制信号d k被置1；电容电压最小的子模块，其取能电源的控制信号d k被置0；结合改进后的取能电源控制电路可知，电容电压最低的子模块取能电源将停止工作，其输入阻抗增加，输出电流减小，子模块电容电压将升高；而其他子模块取能电源继续正常工作并从子模块电容上取电，这些子模块的电容电压将降低；这样随着时间的推移，最终将导致同一桥臂内不同子模块电容电压的相互逼近。
2.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，其特征在于：所述与门单元采用与门芯片。
3.根据权利要求1或2所述的一种模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，其特征在于，包括如下步骤：
1）采用DSP软件单元完成换流站级控制，所述换流站级控制包括电压和电流闭环控制两部分，电压测量信号依次经过分压电路、低通滤波器、电压频率转换器和光电转换器环节；通过分压电路的电阻分压来采集直流侧电容电压，低通滤波器滤除前述采集到的电容电压中的干扰高频信号后，电压频率转换器将电容电压信号转换为频率信号；光电转换器将前述频率信号转换为光信号，以光信号形式输出调制波给步骤2）的阀级控制器；
2）采用阀级控制器中的FPGA软件单元完成对步骤1）得到的光信号进行阀级控制；
所述光信号依次经过光/电转换环节、频率/电压转换环节和A/D采样环节，通过光/电转换环节将光信号转变为频率信号，频率/电压转换环节将前述频率信号转换为电容电压信号；
3）根据步骤1）中换流站级控制层给出的调制波、步骤2）中得到的各子模块电容电压和各个子模块中的电流，实现MMC的调制及子模块电容电压平衡控制。
4.根据权利要求3所述的模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，其特征在于：在步骤1）中的子模块侧将电容电压测量信号通过电压频率转换器转换为频率信号，然后由光纤端子转换为同频率的光学信号并经光纤传递至步骤2）的阀级控制器；在阀级控制器侧，光纤端子将来自步骤1）的光学频率信号转换为同频率的电信号后，由频率/电压转换环节的转换电路转换为电压幅值信号，然后经过AD采样后送入FPGA软件单元供阀级控制算法使用。
5.根据权利要求4所述的模块化多电平换流器不可控预充电阶段的电容电压平衡方法，其特征在于：在FPGA软件单元内配置n个计数器，n即为每个桥臂子模块数目，n为不大于400的自然数；阀级控制器的光纤端子接收到光信号后，转换成电信号，即频率电脉冲信号；
计数器对光纤端子输出的频率电脉冲信号进行计数，当任何一个计数器计数值增加至预定值时，产生与子模块相对应的中断信号；
每检测到一个计数器中断，即执行一次循环算法，直至检测到所配置的n个计数器均产生中断，将所有计数器复位，并同时开始新一个周期的计数。
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