CN108322101B - 一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法 - Google Patents

Abstract

一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法：设计一个由模糊控制器和一阶惯性滤波器相结合的用于控制多台电机的模糊自调节滤波控制器，将给定转速和转矩作为模糊自调节滤波控制器的输入，将柔化转速作为模糊自调节滤波控制器的输出，所述的柔化转速是指各台电机实际接收到的给定转速；引入超前校正环节设计超前同步补偿器，使各台电机在起动同步性能提高的同时响应速度也加快；计算起动过程和稳态运行突加负载时的同步误差；比较各台电机的动态响应速度特性，验证超前同步补偿器提高电机动态响应速度的有效性。本发明不仅提高了多电机在起动和给定转速突变时的同步性能，也改善了多电机在稳态下突加负载时的同步性能。

Description

一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法

技术领域

本发明涉及一种多电机同步控制方法。特别是涉及一种用于多电机速度协同控制的模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法。

背景技术

偏差耦合控制结构是2003年由Perez-Pinal等提出来的，如图1所示，该方法引入了同步补偿器，将任意一台电机与其它电机的转速作差，再分别乘以该电机与其它电机转动惯量的比值，然后求和来确定转速补偿量，从而达到减小多电机之间的同步误差的目的，同时可以有效地将多电机***中的电机数量扩展到3台及以上。但由于传统的偏差耦合控制结构采用的同步补偿器是固定增益的，当负载变化较大时，***的稳定性会受到很大影响。随后，一些学者提出基于PI控制的同步补偿器，该方法可以综合考虑电机参数、负载扰动等因素的影响，实时修正同步补偿器的补偿值，有效地提高了***的稳定性，但其同步补偿器无法根据负载扰动的大小对各台电机进行有差别的调节。再后来基于浮动补偿的偏差耦合控制结构被提出，通过协调器产生优先级，只有浮动补偿优先级最高的同步补偿器才能起补偿作用，该方法可以对速度波动较大的电机进行优先调节，但起动时间相应增加。为了解决上述问题，很多学者将二阶滑动模式、内模控制、神经网络等控制方法分别应用于偏差耦合控制方法中，通过提高单电机在稳态突加负载时的性能来改进多电机***的同步和跟踪性能。

然而在多电机起动过程中，偏差耦合控制结构仍存在以下问题：(1)电机在起动初始时刻的跟踪误差远大于同步补偿器的输出，所以起动过程中转速环控制器的输入值较大，然而考虑到***的安全性要求，转速环控制器的输出一般含有限幅环节，故经过转速环控制器及限幅环节后的电磁转矩输出将有一段时间处于饱和状态，此时同步补偿器基本无效，同步误差依然很大；(2)当***转速波动较大时，固定增益的同步补偿器不能根据扰动对各台电机实时地调节，导致电机在起动或给定转速突变时的调节时间较长；(3)对于有n台电机的偏差耦合控制***，同步补偿器有n个输入，当某台电机出现故障退出运行或需要新增电机时，每台电机的同步补偿器都需要减少或增加输入，可扩展性较差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种能够减小电机带载起动过程的同步误差，提高***的稳定性的模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法。

本发明所采用的技术方案是：一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法，包括如下步骤：

1)设计一个由模糊控制器和一阶惯性滤波器相结合的用于控制多台电机的模糊自调节滤波控制器，将给定转速和转矩作为模糊自调节滤波控制器的输入，将柔化转速作为模糊自调节滤波控制器的输出，所述的柔化转速是指各台电机实际接收到的给定转速；

2)引入超前校正环节设计超前同步补偿器，使各台电机在起动同步性能提高的同时响应速度也加快；

3)计算起动过程和稳态运行突加负载时的同步误差；

4)比较各台电机的动态响应速度特性，验证超前同步补偿器提高电机动态响应速度的有效性。

步骤1)中所述的柔化转速表示为：

式中，ω_ref为各台电机的给定转速；ω_max为所有电机输出转速值中最大的值；α为柔化系数；ε为稳态系数；ω^* _ref为柔化转速；0<α<1；步骤1)包括：

模糊控制器根据不同的给定转速和转矩来平滑地调节柔化系数α，并输出给模式选择器，同时将稳态系数ε也输入给模式选择器；当各台电机处于起动或给定转速突变阶段时，模糊控制器将柔化系数α输出给一阶惯性滤波器，一阶惯性滤波器根据柔化系数α输出柔化转速ω^* _ref作为各台电机的转速，从而使各台电机跟随柔化转速的轨迹运行，减小同步误差；当各台电机逐渐进入稳定状态时，模糊控制器将稳态系数ε输出给一阶惯性滤波器，一阶惯性滤波器根据稳态系数ε输出柔化转速ω^* _ref作为各台电机的转速，提高***的动态响应速度。

步骤2)中所述的超前校正环节表示为：

式中，T为超前时间常数；s为拉普拉斯变换因子；η为衰减因子，其中η>1；

所述超前同步补偿器为：各台电机的转速差经校正控制后的输出β_i，其中所述的校正控制包括依次进行的固定增益K和校正环节F_g。

步骤3)所述的计算起动过程和稳态运行突加负载时的同步误差，是考虑到起动初期，忽略电机双闭环中的转速环控制器的积分环节，设定起动过程中第j台电机的转速环控制器输入为e_j，表示为：

式中，Δω_j ^*＝ω^* _ref-ω_j，ω^* _ref为柔化转速，ω_j为第j台电机的输出转速；ω_i为第i台电机的输出转速；Δω_j＝ω_ref-ω_j为第j台电机的跟踪误差；Δω_ji＝ω_j-ω_i为第j台电机与第i电机之间的同步误差，i＝1，2，…，n；i≠j；

稳态运行突加负载时第j台电机与第i台电机的同步误差为

式中，T_Li为第i台电机的负载转矩；F_g为校正环节；G_i为第i台电机的传递函数；K固定增益；

步骤4)包括：考虑第j台电机转速的波动对第i台电机的影响，在以第j台电机的输出转速ω_j作为输入，第i台电机的输出转速ω_i作为输出时的传递函数为

式中，ω_i(s)为第i台电机的输出转速；ω_j(s)为第j台电机的输出转速；F_g(s)为校正环节；G_i(s)为第i台电机的传递函数；K固定增益；F(s)为双闭环中的转速环控制器；

画出K＝2时上式的相频特性和幅频特性伯德图，从图中得到截止频率增大，各台电机的动态响应速度得到提高。

本发明的一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法，构造了模糊自调节滤波环节，根据负载转矩信息和实际给定转速平滑地调节各台电机的柔化转速，使得各台电机跟随柔化转速的轨迹运行，从而减小电机带载起动过程的同步误差；并利用其相位超前特性来获得相位超前量，增大截止频率，缩短***的调节时间，提高***的稳定性。本发明不仅提高了多电机在起动和给定转速突变时的同步性能，也改善了多电机在稳态下突加负载时的同步性能。

附图说明

图1a是现有的偏差耦合控制方法的示意图；

图1b是图1a中的F_i的等效示意图

图2是本发明一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法的示意图；

图3是模糊控制器输入、输出关系图；

图4a是模糊控制器输入ω_ref的隶属度函数；

图4b是模糊控制器输入T_Lmax的隶属度函数；

图4c是模糊控制器输入α的隶属度函数；

图5a是现有偏差耦合控制方法中负载电机的转速环控制器输入示意图；

图5b是现有偏差耦合控制方法中空载电机的转速环控制器输入示意图；

图5c是本发明方法中负载电机的转速环控制器输入示意图；

图5d是本发明方法中空载电机的转速环控制器输入示意图；

图6是超前同步补偿器的示意图；

图7a是校正前后被控对象特性伯德图的幅值示意图；

图7b是校正前后被控对象特性伯德图的相位示意图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法做出详细说明。

本发明以永磁同步电机(PMSM)为对象介绍多电机控制***中各台电机的动、静态性能，PMSM运动方程为

式中，J为转动惯量；ω为电机的转子角速度；T_e为电磁转矩；T_L为负载转矩；K_T为转矩系数；B为摩擦系数。

为方便分析，通常将电机***等效为积分环节，忽略电流环延迟以及测速延迟。偏差耦合控制结构框图如图1所示。图中，ω_ref为各台电机的给定转速；T_Li为第i台电机的负载转矩；F_i为第i台电机的转速环控制器；第i台电机M_i的等效传递函数为G_i(s)＝1/(J_is)；ω_i为第i台电机的输出转速；T_ui为第i台电机不经限幅的电磁转矩输出；T_ei为经过限幅的电磁转矩输出；e_i为第i台电机转速环控制器的输入，有

e_i＝△ω_i-β_i (7)

式中，Δω_i为第i台电机的跟踪误差；β_i为同步补偿器的输出，有

式中，K_ij为第i台电机和第j台电机之间的同步补偿系数。

以第i台电机为例进行分析，转速环控制器F_i＝K_Pi+K_Ii/s，比例系数K_Pi和积分系数K_Ii需要根据转速环总体的动、静态性能进行整定和调节。

通常令K_Pi＝f_c·J_i，K_Ii＝[f_c/(2ζ)]²·J_i，f_c和ζ分别为转速环的带宽和阻尼系数。各台电机按上述方法整定后，有F_i(s)G_i(s)＝F(s)G(s)＝f_c/s+[f_c/(2ζ)]²/s²，即各台电机的开环传递函数相同，与转动惯量大小无关，因此，各台电机间的同步补偿系数可取相同值，令K_ij＝K。

针对偏差耦合控制结构在多电机带载起动或给定转速突变时存在的问题，本发明将模糊自调节滤波控制器与超前同步补偿器相结合提出了模糊自调节偏差耦合控制结构，n台电机的控制结构框图如图2所示。超前同步补偿器只有两个输入，其中一个为自身电机的输出转速ω_i，另一个为所有电机的输出转速之和ω_s，即ω_s＝ω₁+ω₂+···+ω_n。图中模糊自调节控制模块的输出ω^* _ref定义为柔化转速。

如图2所示，本发明的一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法，包括如下步骤：

1)设计一个由模糊控制器和一阶惯性滤波器相结合的用于控制多台电机的模糊自调节滤波控制器，将给定转速和转矩作为模糊自调节滤波控制器的输入，将柔化转速作为模糊自调节滤波控制器的输出，所述的柔化转速是指各台电机实际接收到的给定转速；各台电机的输出转速可以很好地跟随柔化转速的轨迹，从而减小各台电机之间的同步误差。其中，

所述的柔化转速表示为：

式中，ω_ref为各台电机的给定转速；ω_max为所有电机输出转速值中最大的值；α为柔化系数；ε为稳态系数；ω^* _ref为柔化转速；0<α<1。

采用模糊自调节滤波控制器来自动调节柔化转速ω^* _ref，使其呈滑动形式向各台电机的给定转速ω_ref收敛，以此来使起动阶段的跟踪误差接近同步补偿器的输出，降低电机的转速环控制器限幅环节饱和对同步误差造成的影响。模糊自调节滤波控制器如图2虚线框所示。模糊控制器的输出α定义为柔化系数，稳态控制系数ε＝1，且有

步骤1)包括：

模糊控制器根据不同的给定转速和转矩来平滑地调节柔化系数α，并输出给模式选择器，同时将稳态系数ε也输入给模式选择器；当各台电机处于起动或给定转速突变阶段时，模糊控制器将柔化系数α输出给一阶惯性滤波器，一阶惯性滤波器根据柔化系数α输出柔化转速ω^* _ref作为各台电机的转速，从而使各台电机跟随柔化转速的轨迹运行，减小同步误差；当各台电机逐渐进入稳定状态时，模糊控制器将稳态系数ε输出给一阶惯性滤波器，一阶惯性滤波器根据稳态系数ε输出柔化转速ω^* _ref作为各台电机的转速，提高***的动态响应速度。

采用模糊控制器，根据不同的负载转矩信息和实际给定转速值来自动调节柔化系数α，从而调节各台电机的柔化转速，使各台电机的输出转速很好地跟随柔化转速的轨迹。另外，模式选择器将模糊控制器分为两个操作模式，其模式的选择取决于ω_max。模式1：当ω_max<0.98ω_ref时，认为电机处于快速起动或给定转速突变阶段，此时模糊控制器和滤波环节同时作用，即模糊控制器输出柔化系数α，然后柔化系数α经过滤波环节调节柔化转速ω^* _ref，从而使得各台电机跟随柔化转速的轨迹运行，减小同步误差；模式2：当ω_max≥0.98ω_ref时，认为电机逐渐进入稳定状态，此时仅滤波环节作用，从而提高***的动态响应速度。

其中，参数0.98的选取原则是：在调节时间不大于传统偏差耦合结构的前提下，使得同步误差最小，即在同步性能得到提高的同时，获得较快的响应速度。具体实施方法：设该参数用柔化系数α表示，不失一般性，取n＝3，当给定转速ω_ref和负载转矩T_Lmax一定，柔化系数α在(0,1)区间内变化时，对不包含超前校正环节的***进行多次仿真来选取最优的α值。设给定转速ω_ref＝1000r/min，三台电机起动时的负载转矩分别为T_L1＝15N·m，T_L2＝T_L3＝0。选取α∈(0,1)为输入，电机1的调节时间t_s和电机1、2之间的同步误差Δω₁₂作为输出，对不包含超前校正环节的***进行多次仿真，然后在保证调节时间t_s小于传统偏差耦合结构调节时间的前提下，选取令同步误差Δω₁₂最小时对应的α值；然后改变ω_ref和T_Lmax的值，其中ω_ref∈[0,1500]r/min，T_Lmax∈[0,15]N·m，以同样的方法再次对不包含超前校正环节的***进行多次仿真，得到相应的α值。

模糊控制器的输入为ω_ref和T_Lmax，输出为α。为了提高控制的灵敏度，输入和输出分别用归一量化因子进行量化。量化后的输入ω_ref和T_Lmax、输出α均属于论域中的7个模糊子集，即{NB NM NS O PS PM PB}，其中，NB为负大，NM负中，NS为负小，O为零，PS为正小，PM为正中，PB为正大。由Mamdani推理可得到49条模糊规则。

为确定模糊控制器的隶属度函数，以下对α与ω_ref、T_Lmax之间的关系进行分析。不失一般性，取n＝3，当给定转速ω_ref和负载转矩T_Lmax一定，柔化系数α在(0,1)区间内变化时，对图2所示***(不包含模糊控制器)进行多次仿真来选取最优的α值。选取方法为：首先仿真输出第一台与第二台电机之间的同步误差最大值Δω₁₂及调节时间t_s。然后在保证t_s小于偏差耦合结构调节时间的前提下，选取令Δω₁₂最小时对应的α值，如图3所示。然后改变ω_ref和T_Lmax的值，其中ω_ref∈[0,1500]r/min，T_Lmax∈[0,15]N·m，以同样的方法再次对图2所示***(不包含模糊控制器)进行多次仿真，得到多组α值，如图3所示。由图3可知，为保证多电机控制***具有较好的同步性能和较快动态响应速度，模糊规则应设定为柔化系数α随ω_ref或T_Lmax增大而减小。对应的输入、输出隶属度函数如图4a、图4b、图4c所示。

由于起动过程在给定转速突变中最具有代表性，所以本发明以起动过程为例具体分析模糊自调节偏差耦合结构的有效性。而给定转速突减时的状态，相当于直接工作于模式2状态，由于超前校正补偿模块的作用，其动态响应速度也有所提高。

2)引入超前校正环节设计超前同步补偿器，使各台电机在起动同步性能提高的同时响应速度也加快；其中，

所述的超前校正环节表示为：

式中，T为超前时间常数；s为拉普拉斯变换因子；η为衰减因子，其中η>1(超前校正的定义)；

所述超前同步补偿器为：各台电机的转速差经校正控制后的输出β_i，其中所述的校正控制包括依次进行的固定增益K和校正环节F_g。

3)计算起动过程和稳态运行突加负载时的同步误差，用于验证本发明所提方案提高电机起动同步性能的效果，同时也改善了稳态突加负载时的同步性能；

下面用仿真结果进行分析，除第j台电机外，其余电机均空载起动。图5a－图5d为传统方法和本发明的方法在起动过程中转速环控制器输入e_i的曲线图，e_j和e_i分别为第j台电机和第i台电机(i＝1，2，…，n；i≠j)转速环控制器的输入；Δω_j和Δω_i分别为第j台电机和第i台电机的跟踪误差。设额定转矩为T_N，则饱和值为1.2T_N。由图图5a－图5d可知，

①偏差耦合控制结构中，第j台电机满足e_j>Δω_j，由于e_j＝Δω_j-β_j，故β_j<0，所以导致起动过程中e_j较大，使e_j经过转速环控制器后的输出T_uj远大于饱和值，所以电磁转矩输出T_ej等于饱和值1.2T_N。因此在电机起动或给定转速突变时，超前同步补偿器基本不起作用；对于第i台电机而言，起动初始时刻仍有e_i>Δω_i，超前同步补偿器仍然不起作用；随着电机输出转速增大，Δω_i占e_i的比例仍较大，只有当β_i增大到一定数值，满足e_i<Δω_i时，超前同步补偿器才开始对转速进行补偿。

②模糊自调节偏差耦合控制结构中，第j台电机满足e_j<Δω_j，由于e_j＝Δω_j-β_j，故β_j>0，而且从纵坐标可以看出，Δω_j占e_j的比例较偏差耦合结构减小，超前同步补偿器相应地对转速进行补偿；电机空载时，超前同步补偿器同样对转速进行补偿。

综上所述，在多电机起动过程中，本发明的方法较图1所示的方法而言，跟踪误差Δω_j在e_j中所占的比例减小，超前同步补偿器的输出β_j在e_j中所占的比例增大，超前同步补偿器的补偿作用增强，故T_ej处于饱和状态的时间缩短，同步误差减小。

具体是考虑到起动初期，忽略电机双闭环中的转速环控制器的积分环节，设定起动过程中第j台电机的转速环控制器输入为e_j，表示为：

式中，Δω_j ^*＝ω^* _ref-ω_j，ω^* _ref为柔化转速，ω_j为第j台电机的输出转速；ω_i为第i台电机的输出转速；Δω_j＝ω_ref-ω_j为第j台电机的跟踪误差；Δω_ji＝ω_j-ω_i为第j台电机与第i电机之间的同步误差，i＝1，2，…，n；i≠j；对比模糊自调节偏差耦合控制结构和偏差耦合控制结构中的e_j即可计算并比较起动过程中各台电机之间的同步误差。

稳态运行突加负载时第j台电机与第i台电机的同步误差为

式中，T_Li为第i台电机的负载转矩；F_g为校正环节；G_i为第i台电机的传递函数；K_s固定增益。

4)比较各台电机的动态响应速度特性，验证超前同步补偿器提高电机动态响应速度的有效性。包括：考虑第j台电机转速的波动对第i台电机的影响，在以第j台电机的输出转速ω_j作为输入，第i台电机的输出转速ω_i作为输出时的传递函数为

画出K＝2时上式的相频特性和幅频特性伯德图，从图中得到截止频率增大，所以，各台电机的动态响应速度得到提高。

对于每一台电机，其他任意一台电机的转速波动均是时变的干扰，可通过引入校正控制实时消除干扰对各电机驱动子***输出的不良影响，缩短调节时间。引入超前校正后的同步补偿器如图6所示。图中，K为同步补偿系数；F_g为校正控制器。

F_g根据各台电机的扰动程度对其输出转速进行校正补偿，利用其相位超前特性获得***所需要的超前量，增大截止频率，快速减小扰动的影响。分析模糊自调节偏差耦合控制中第j台电机转速的波动对第i台电机影响，仅在第j台电机作用下第i台电机的输入-输出的传递函数如式(9)所示。

偏差耦合控制对应的传递函数为KF(s)G(s)/[1+(1+K(n-1))F(s)G(s)]，画出两种结构在K＝2时的相频特性和幅频特性波特图，如图7a、图7b所示。由图可知，模糊自调节偏差耦合控制结构较偏差耦合控制结构而言，截止频率增大，提高***的动态响应速度，相位裕度增大，提高***的稳定性。此外，超前同步补偿器仅有两个输入，因此，当某台电机出现故障退出运行或需要新增电机时，原来的n个同步补偿器电机的输入无需进行调整。

本发明还对模糊自调节偏差耦合控制结构稳态时突加负载的同步性能进行分析，第j台电机的输出转速为

由式(10)可推出第j台电机与第i台电机同步误差如式(8)所示。

同理可得偏差耦合控制结构中第j台电机与第i台电机的同步误差为(T_LiG_i-T_LjG_j)/[1+(1+nK)FG]。由上文可知，η>1，因此，1-F_g<0，推得模糊自调节偏差耦合控制结构较偏差耦合控制结构而言，Δω_ji减小，所以模糊自调节偏差耦合控制的同步误差较偏差耦合控制减小。

综上所述，本发明提出的模糊自调节偏差耦合控制结构不仅提高了多电机在起动和给定转速突变时的同步性能，也改善了多电机在稳态下突加负载时的同步性能。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

1)设计一个由模糊控制器和一阶惯性滤波器相结合的用于控制多台电机的模糊自调节滤波控制器，将给定转速和转矩作为模糊自调节滤波控制器的输入，将柔化转速作为模糊自调节滤波控制器的输出，所述的柔化转速是指各台电机实际接收到的给定转速；所述的柔化转速表示为：

式中，ω_ref为各台电机的给定转速；ω_max为所有电机输出转速值中最大的值；α为柔化系数；ε为稳态系数；ω^* _ref为柔化转速；0<α<1；步骤1)包括：

模糊控制器根据不同的给定转速和转矩来平滑地调节柔化系数α，并输出给模式选择器，同时将稳态系数ε也输入给模式选择器；当各台电机处于起动或给定转速突变阶段时，模糊控制器将柔化系数α输出给一阶惯性滤波器，一阶惯性滤波器根据柔化系数α输出柔化转速ω^* _ref作为各台电机的转速，从而使各台电机跟随柔化转速的轨迹运行，减小同步误差；当各台电机逐渐进入稳定状态时，模糊控制器将稳态系数ε输出给一阶惯性滤波器，一阶惯性滤波器根据稳态系数ε输出柔化转速ω^* _ref作为各台电机的转速，提高***的动态响应速度；

2)引入超前校正环节设计超前同步补偿器，使各台电机在起动同步性能提高的同时响应速度也加快；

3)计算起动过程和稳态运行突加负载时的同步误差；

4)比较各台电机的动态响应速度特性，验证超前同步补偿器提高电机动态响应速度的有效性。

2.根据权利要求1所述的一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法，其特征在于，步骤2)中所述的超前校正环节表示为：

式中，T为超前时间常数；s为拉普拉斯变换因子；η为衰减因子，其中η>1；

所述超前同步补偿器为：各台电机的转速差经校正控制后的输出β_i，其中所述的校正控制包括依次进行的固定增益K和校正环节F_g。

3.根据权利要求1所述的一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法，其特征在于，步骤3)所述的计算起动过程和稳态运行突加负载时的同步误差，是考虑到起动初期，忽略电机双闭环中的转速环控制器的积分环节，设定起动过程中第j台电机的转速环控制器输入为e_j，表示为：

式中，Δω_j ^*＝ω^* _ref-ω_j，ω^* _ref为柔化转速，ω_j为第j台电机的输出转速；ω_i为第i台电机的输出转速；Δω_j＝ω_ref-ω_j为第j台电机的跟踪误差；Δω_ji＝ω_j-ω_i为第j台电机与第i电机之间的同步误差，i＝1，2，…，n；i≠j；

稳态运行突加负载时第j台电机与第i台电机的同步误差为

式中，T_Li为第i台电机的负载转矩；F_g为校正环节；G_i为第i台电机的传递函数；K固定增益。

4.根据权利要求1所述的一种模糊自调节的偏差耦合多电机同步控制方法，其特征在于，步骤4)包括：考虑第j台电机转速的波动对第i台电机的影响，在以第j台电机的输出转速ω_j作为输入，第i台电机的输出转速ω_i作为输出时的传递函数为

式中，ω_i(s)为第i台电机的输出转速；ω_j(s)为第j台电机的输出转速；F_g(s)为校正环节；G_i(s)为第i台电机的传递函数；K固定增益；F(s)为双闭环中的转速环控制器；

画出K＝2时上式的相频特性和幅频特性伯德图，从图中得到截止频率增大，各台电机的动态响应速度得到提高。

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