CN108184334A - 用于控制多相同步转换器的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种多相同步转换器，该多相同步转换器取决于从0至100％的范围内的预定占空比的脉宽调制来控制，该多相同步转换器由多个半桥构成，而半桥又由一个上部功率开关和一个下部功率开关组成。该多相同步转换器生成输出电流并且在正常模式中操作，在该正常模式中，所述功率开关以由预定的正常开关频率定义的正常开关周期和取决于当前占空比的正常脉冲历时来切换。一旦占空比超过上占空比阈值或低于下占空比阈值，该多相同步转换器就从正常模式切换到操作模式，在该操作模式中至少一个半桥的至少一个功率开关在大于正常开关周期的时间段上被持久地停用。

Description

用于控制多相同步转换器的方法
本发明涉及一种用于通过取决于从0至100％的范围内的预定占空比的脉宽调制来控制多相同步转换器的方法，该多相同步转换器由多个半桥构成，半桥又分别由一个上部功率开关和一个下部功率组成，其中从该同步转换器生成输出电流并且该多相同步转换器在正常模式下操作，在该正常模式中，所述功率开关以由预定的正常开关频率定义的正常开关周期和取决于当前占空比的正常脉冲历时来切换。
为了将直流电压转换到其他直流电压范围内，已知各种直流电压转换器(有时也称为直流电压变压器)。对于某些应用，例如电池充电器或电池测试仪，需要强大的还可以双向操作的直流电压转换器。双向直流电压转换器的一种可能实现是同步转换器，其是降压转换器，即，将输入电压转换成小于或最大等于输入电压的输出电压，或者反过来。为此使用半桥，其中半桥的两个功率开关由具有脉宽调制(PWM控制)的控制器来控制，以使得它们在由预定的开关频率确定的开关周期内与反相的开关脉冲交替地切换。因此，基本上总是半桥的一个功率开关导通，而另一个功率开关禁用。同步转换器的输出电压的电平由PWM控制的占空比规定来设定。占空比表示半桥的上部功率开关的脉冲历时与开关周期的比值。这些同步转换器也可以实施为多相转换器。在该实施例中，如已知的那样，各自具有两个功率开关的多个半桥通过半桥的输出扼流器并联连接并且通过PWM控制来顺序控制。因此，通常以开关周期的一小部分的偏移来对功率开关进行时钟控制，这主要是为了减少输出电流纹波。输出电流由具有固定采样率的多相同步转换器确定。为了确保每个采样点都落在电流平均值上，功率开关的时钟(控制)发生开关周期历时除以半桥数量的偏移。通过多相控制，可以在较小电流纹波的情况下生成较大的输出电流，或者可以减少这种多相转换器的总输出电流的开关频率，这实现了更简单的滤波器尺寸设计。最后但并非最不重要的一点是，在多相转换器中针对相同的功率范围可以使用更小的电容器。
然而，众所周知，半桥的上部功率开关和下部功率开关不能同时导通，因为否则同步转换器的电压输入端会短路。由于这个原因，不可能同时或直接相继地接通半桥的两个功率开关，因为否则例如由于纳秒/微秒范围内的切换延迟会导致两个开关短时间导通并且因此使输入端短路。补救措施是在半桥的上部功率开关和下部功率开关的切换之间***死区时间。由此可以确保一个开关在另一个开关接通之前断开。然而，由于***死区时间，总是会出现可达成的占空比的减小，因为可达成的最小和最大占空比以及因此最小和最大输出电压受到限制。因此，当用反相PWM信号进行控制时，同步转换器的覆盖电压范围减小，并且不可能输出非常小或非常高的电压。用反相PWM信号来控制半桥基本上具有电流在脉冲周期内可以在正值和负值之间连续变化的意义。由于在正常操作中两个功率开关总是交替地接通，因而不能精确地调节到或达到高或低输出电压，这是因为电压受到另一个功率开关的所需脉冲和由此产生的死区时间的影响。因此，没有理论上最大或最小可能的电压可以在输出侧输出而不会有一定的误差。虽然已知PWM控制至少使得能够产生100％的占空比，但是存在刚好低于100％的值的空隙。
因此，本发明的目的在于扩展直流电压转换器的可达成的电压范围。
该目的是通过以下方式来达成的：一旦占空比超过第一上占空比阈值或低于第一下占空比阈值，就从正常模式切换到操作模式，在该操作模式中至少一个半桥的至少一个功率开关在大于正常开关周期的时间段上被持久地停用。由此消除了原本必需的死区时间，该死区时间将导致占空比范围的减小以及电压范围的减小。
如果输出电流大于第一正输出电流阈值或小于第一负输出电流阈值，则同步转换器可以通过持久地停用在正常模式中还对每周期的短脉冲作贡献并且由此附加地导致死区时间的所有下部功率开关或所有上部功率开关(即，相应的功率开关)来附加地切换到锁定模式中。“停用”意味着相应的功率开关持久地断开并且没有施加于其的控制脉冲。由此，仅半桥的相对的功率开关的脉冲宽度确定输出电压，并且不必考虑半桥的功率开关的接通之间的死区时间。由于正常开关周期在锁定模式下不变，因此可以保持输出电流的采样周期。
因此，在极端情况下，例如在正输出电流的情况下，上部功率开关(在多相同步转换器中偏移地控制)持久地接通，而所有下部功率开关在锁定模式期间被持久地停用并且达到100％的占空比。与此形成鲜明对比的是，所有上部功率开关可以被持久地停用，而所有下部功率开关持久地接通(在多相同步转换器中再次偏移)，这给出0％的占空比。在输出电流为负的情况下，上部功率开关和下部功率开关的角色交换。
如果在低输出电流的情况下所有上部或下部功率开关都被禁用，则输出电流的过零点是不可能的。例如，如果正输出电流流动，则在锁定模式中只有上部功率开关被接通。然而，如果下部功率开关被禁用，则不会发生从正方向到负方向的电流变化，因为在输出电流过零点时电感中的能量为零，并且只有当下部功率开关接通以及输出电压通过下部功率开关在负方向上驱动电流时，才会发生至负输出电流的电流方向反转。在同步转换器中，输入电压大于输出电压。因此，输出电流间隙发生在零安培处，并且可能例如在正电流的锁定模式(停用所有下部功率开关)和负电流的锁定模式(停用所有上部功率开关)之间发生振荡。在非低占空比或非高占空比时，因此必须使用正常模式而不是锁定模式来生成输出电流的过零点。在低占空比或高占空比时，正常模式再次给出上述死区时间问题，并且不能达到期望的占空比以及因此不能达到输出电压。
在此情况下，补救措施是低电流模式，在低于所确定的第二正输出电流阈值并且同时超过第二负输出电流阈值时(即，当输出电流处于过零点周围的范围内时)激活该低电流模式。在该低电流模式中，以从采样周期增大z倍(因子z)的开关周期来交替地接通功率开关。
由此使死区时间的影响减少相同的因子z，因为切换次数减少z倍。这是以超过第一上占空比阈值或第一下占空比阈值为前提的，否则正常模式就足够了。
另外，至少半桥的上部功率开关或下部功率开关的脉冲历时可以从脉冲历时增大m倍(因子m)。将脉冲历时增大m倍使得能够考虑在反相切换半桥时必需的死区时间。实现了用于非常小的输出电压的脉冲宽度变得大于死区时间，并且由此可以输出该脉冲宽度。总的来说，这会导致个体脉冲的总脉冲历时总和更高，这些脉冲的出现次数减少z倍、但宽度要宽m倍。
有利地，在低电流模式中，例如通过增大开关周期来规定：在一个采样周期内仅接通一个半桥，多相同步转换器作为单相同步转换器来操作，其中在每个采样周期中改变接通的半桥。总之，在低输出电流的情况下电流纹波很小，从而通过增大的开关周期来省去半桥的交错切换不会对输出电流纹波的滤波带来任何不利之处。因此，每个采样周期可以分别交替地接通一个半桥。
有利地，因子z对应于因子m，由此一方面可以达成与正常模式中相同的占空比，但是在z＝m时发生的死区时间更少。此外，确保输出电流的采样周期始终达到当前有效功率开关的平均值并调整期望的占空比。
为了避免低电流模式和锁定模式之间的振荡，可以分别在第一正输出电流阈值和第二正输出电流阈值之间以及在第一负输出电流阈值和第二负输出电流阈值之间产生滞后。
当同步转换器处于锁定模式时，如果输出电流保持大于第二正输出电流阈值或小于第二负输出电流阈值(取决于输出电流的极性)，则该同步转换器可以保持在锁定模式中。
当同步转换器处于低电流模式时，如果输出电流保持小于第一正输出电流阈值并且大于第一负输出电流阈值，则该同步转换器可保持在低电流模式中。
如果不希望滞后，则可以将第一和第二负输出电流阈值或者第一和第二正输出电流阈值分别设定为相等。
一旦占空比在锁定模式或低电流模式有效的情况下与上占空比阈值或下占空比阈值相交，同步转换器就会切换到正常模式。如果未超过上占空比阈值或未低于下占空比阈值，则正常模式有效。因此，关于占空比，当占空比在上占空比阈值或下占空比阈值附近摇摆时，可能导致正常模式与锁定模式或低电流模式之间的振荡。为了避免正常模式与锁定模式或低电流模式之间的这些振荡，可以通过确定至少另一占空比阈值来产生另一滞后，该另一占空比阈值比上占空比阈值或下占空比阈值更接近于50％的占空比。在锁定模式或低电流模式有效的情况下，只有在占空比与该另一占空比阈值相交时才切换到正常模式。如果该另一占空比阈值位于50％的占空比与上占空比阈值之间，并且如果锁定模式或低电流模式有效，则在低于上占空比阈值时还不切换到正常模式，而是在接下来低于该另一占空比阈值时才切换到正常模式。如果该另一占空比阈值位于50％的占空比与下占空比阈值之间，并且如果锁定模式或低电流模式有效，则在超过下占空比阈值时还不切换到正常模式，而是在接下来超过该另一占空比阈值时才切换到正常模式。这有效地在至少另一占空比阈值与上占空比阈值或下占空比阈值之间给出了滞后。总之，因此，从正常模式出发，超过上占空比阈值或者低于下占空比阈值将导致切换到锁定模式或低电流模式。然而，现在从锁定模式或低电流模式出发，仅占空比与该另一占空比阈值相交时才导致切换到正常模式。
不实现该另一占空比阈值也可以被解读为另一占空比阈值与上占空比阈值或下占空比阈值的重合–由此，该另一占空比阈值不再比上占空比阈值或下占空比阈值更接近于50％的占空比。
在下文中将参照图1至5更详细地阐述本发明，图1-5示例地、示意地并且非限制地示出本发明有利的各种设计。在此示出：
图1示出了四相同步转换器的电路技术结构；
图2示出了正常模式M0中的多相同步转换器的切换图；
图3示出了低电流模式M3中的多相同步转换器的切换图；
图4示出了可能的操作模式M0、M1、M2和M3；
图5示出了正常模式和操作模式M0、M1、M2和M3的过渡以及所属的具有过零电的输出电流特征曲线。
在图1中示出了根据现有技术已知的多相(这里为四相)同步转换器1。如已知的，同步转换器是双向的，但是按顺序左侧例如被称为输入侧(具有输入电容C1处的输入电压U1)并且右侧被称为输出侧(具有输出电容C2处的输出电压U2)。同样，如已知的，在各个相位处提供电感X1，X2，X3，X4(扼流)，其中电感X1，X2，X3，X4一方面在上部功率开关与下部功率开关之间分别与一个半桥HB1、HB2、HB3、HB4连接并且另一方面彼此连接。电感X1，X2，X3，X4与输出电容C2一起形成同步转换器1的输出滤波器。
半桥HB1、HB2、HB3、HB4分别由一个上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4和一个下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4以及所属的二极管Do1、Du1、Do2、Du2、Do3、Du3、Do4、Du4构成。PWM控制器2(图1中仅针对功率开关Lu1示出)在正常模式M0中控制半桥HB1、HB2、HB3、HB4或者半桥HB1、HB2、HB3、HB4的功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4、Lu1、Lu2、Lu3、Lu4，以使得在由预定的正常开关频率定义的正常开关周期T0内以正常开关周期T0、但是偏移了正常开关周期T0除以半桥的数量x的方式来进行时钟控制。因此，偏移地导通上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4并且在此期间分别禁用相关的半桥HB1、HB2、HB3、HB4的所属的下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4。在上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的脉冲历时to之后，分别禁用之前导通的上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4并且使先前禁用的下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4导通。在下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的脉冲历时tu之后，再次禁用它们并且使上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4导通。半桥HB1、HB2、HB3、HB4的上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4和下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的角色当然可以交换，例如在改变输出电流方向的情况下。
为了避免半桥HB1、HB2、HB3、HB4的上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4和下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4同时导通并且由此使电压输入端短路，在每个正常脉冲历时to、tu之后实现上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的导通/断开与半桥HB1、HB2、HB3、HB4的所属的下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的断开/导通之间的死区时间τt并且反之亦然。在此得到可实行的关系：上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的脉冲历时to与下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的脉冲历时tu的总和加上两倍的死区时间τt得到正常开关周期T0。占空比S在此描述上部功率开关L11、L21、L31、L41的脉冲历时to与正常开关周期To的比值。上部功率开关L11、L21、L31、L41的脉冲历时to与下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的脉冲历时tu的比值因此是由PWM控制器2通过占空比S和正常开关周期T0来确定的。
例如，在n＝4的现有半桥HB1、HB2、HB3、HB4的情况下，从25％的占空比起，产生上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4和下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的脉冲历时to、tu的交叠(根据电流方向而定)。
在同步转换器中，对输出电压U2的设置通过占空比S进行。100％的占空比S(在正输出电流Ia的情况下)因此意味着：持久地接通上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4并且持久地禁用所有半桥HB1、HB2、HB3、HB4的下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4。这会导致输入电压U1连接到输出电压U2。相反，0％的占空比S意味着：持久地接通所有下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4并且持久地禁用或持久地停用所有半桥HB1、HB2、HB3、HB4的上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4。这导致输出电压U2为0。因为在一个正常开关周期T0内由于上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的偏移接通和所属的下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的必需脉冲以及由此两倍所需的死区时间τt而使得现在不能任意地减小或增大占空比S，所以这些极端占空比S通常是不可达成的。在正常操作模式M0中，输出电压U2的可能范围因此受到限制。
在图2中示出了功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4、Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的切换图，其中四个半桥HB1、HB2、HB3、HB4中的每一个半桥以正常开关周期T0除以半桥的数量x(在此以T0/4)的偏移来时钟控制。在此，输出电流Ia的采样周期Ts被设置为使得在采样时刻电流支路导致以关系Ts＝T0*i/(2*x)来保证的当前的电流平均值。在此，x是半桥HB1、HB2、HB3、HB4的数目，并且i是从1到2x的自然数。PWM控制器2需要经采样的输出电流值以用于同步转换器1的控制。描绘了相对较小的占空比S，即，上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的脉冲历时to明显低于下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的脉冲历时tu。在各个脉冲之间可以看到死区时间τt。上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4在正常开关周期T0中的最小脉冲历时to由此受到上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的最小必需脉冲历时to以及死区时间τt的两倍长度的限制。所有功率开关Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4的最小脉冲历时to、tu约处于死区时间τt的数量级上。因此，占空比S的线性范围以及因此最小输出电压受到死区时间τt近似三倍的限制。在高占空比S或负输出电流Ia的情况下，上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4和下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的交换角色也会出现相同的问题。
根据本发明，为了将输出电压U2的范围(即，占空比)扩展到刚好低于100％或刚好高于0％的原本不可达到的值，一旦占空比S超过上占空比阈值So1或低于下占空阈值Su1，就从正常操作模式M0切换到操作模式M1、M2、M3，在操作模式M1、M2、M3中，至少一个半桥HB1、HB2、HB3、HB4的至少一个功率开关Lo1,Lu1,Lo2,Lu2,Lo3,Lu3,Lo4,Lu4在大于正常开关周期T0的时间段上被持久地停用。“停用”意味着功率开关不提供脉冲(即断开)，并且因此相对的功率开关的接通历时不会因死区时间而减小。因此，与正常模式M0相比，在与正常开关周期T0相对应的时间段内，将限制电压范围的死区时间τt节省了近似至少三倍。
为了描述示例性操作模式M1、M2、M3的工作方式，作为操作模式按顺序区分锁定模式M1、M2和低电流模式M3(图4)。
如果输出电流Ia大于第一正输出电流阈值I1+或小于第一负输出电流阈值I1-(图4)，则同步转换器1可通过如下方式切换到锁定模式M1、M2，即只要多相同步变换器1处于锁定模式M1、M2，则所有下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4(在Ia>I1+的情况下)或者所有上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4(在Ia<I1-的情况下)就被持久地停用。为此，如上所述，同步转换器1所期望的输出电压U2必须要求大于第一上占空比阈值So1或小于第一下占空比阈值Su1的占空比。
因此，如果超过上占空比阈值So1或低于下占空比阈值Su1并且输出电流Ia例如超过第一正输出电流阈值I1+，则所有半桥HB1、HB2、HB3、HB4的所有下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4被持久地停用，这导致锁定模式M1。上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4以正常开关周期T0除以半桥HB1、HB2、HB3、HB4的数量的偏移接通，其中脉冲历时to取决于期望的占空比S。然而，存在如下优点：现在可以实现比正常模式M0中更高和更低的脉冲历时to以及因此更高和更低的占空比S。由于下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4在锁定模式M1中不接通，所以不需要死区时间τt，并且脉冲历时to不受限制。
如果超过上占空比阈值So1，则期望高输出电压U2。该输出电压U2可以在正输出电流Ia的情况下通过改变上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的脉冲历时to来任意设置。因此，占空比S在刚好低于并且至多达100％的范围内是可能的，这意味着上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4几乎持久地(在多相同步转换器1的情况下再次偏移)或者持久地接通。在任何情况下，不再给出两倍死区时间τt和下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的最小脉冲历时tu(通常大致对应于死区时间tu)的限制。由此可以达到较高的输出电压U2。对于小占空比S，类似的情况适用。如果低于下占空比阈值Su1，则所有半桥HB1、HB2、HB3、HB4的所有下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4同样被持久地停用。由此同样消除了死区时间τt，并且可以任意小地选择上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4的脉冲历时to(直到脉冲历时to达到死区时间τt的数量级，甚至达到为0的脉冲历时to)。因此，小占空比S是可能的，而没有两个死区时间τt或下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的干扰脉冲作出贡献。
然而，如果输出电流Ia低于第一负输出电流阈值I1-，则所有半桥HB1、HB2、HB3、HB4的所有上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4被持久地停用，这导致锁定模式M2。在该锁定模式M2中，下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4偏移地并且以取决于期望占空比S的脉冲历时tu来接通。因此，即使在负输出电流Ia的情况下也可以实现高和低占空比S，因为上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4不接通，并且没有死区时间τt流入。与上述锁定模式M1(即在正输出电流Ia的情况下)相比，在负输出电流Ia的情况下的锁定模式M2中，上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4和下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4的角色交换。
对于小输出电流Ia，即，如果输出电流Ia小于第二正输出电流阈值I2+并且大于第二负输出电流阈值I2-，即如果输出电流Ia处于电流过零点附近的范围内，则同步转换器1可以切换到低电流模式M3作为操作模式。在这种情况下，功率开关L11、L12、L21、L22、L31、L32、L41、L42以对应于将正常开关周期T0增大z倍的开关周期T3进行切换。这意味着半桥HB1、HB2、HB3、HB4不如在正常模式M0中那样以正常开关周期T0来时钟控制。换句话说，在与正常开关周期T0对应的时间段内，并非所有半桥HB1、HB2、HB3、HB4都经历切换阶段，即并非所有上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4和下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4通过从导通切换到禁用或者从禁用切换到导通来切换状态。在至少为2的因子z的情况下，在对应于正常开关周期T0的时间段内，功率开关L11、L12、L21、L22、L31、L32、L41、L42中的至少一者被停用，尽管它在正常模式M0中原本将接通。
有利地，因子z可以被选择为使得它满足关系z＝x/i，其中i表示1到x-1的值，并且x表示半桥的数量。
此外，每个采样周期TS可以仅切换一个半桥HB1、HB2、HB3、HB4，这例如可以通过适当地选择因子z以及因此开关周期T3来实现。
为了描绘事实，参考图3。在该示例中，开关周期T3对应于z＝4倍采样周期Ts(其中x＝4，i＝1)。因此，例如在采样周期Ts为3/4T0的情况下，这引起3T0的开关周期T3，并且意味着在同一时间段内仅有三分之一的死区时间τt发生在低电流模式M3中，在开关周期T3＝3*T0内仅有8个死区时间τt。为了比较，根据图2，在同一时间段内考虑正常模式M0中的3倍多、即24个死区时间τt。在正常开关周期T0内，在低电流模式M3中，功率开关Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4中的至少一者被停用，其原本在正常模式M0中是激活的。在第一正常开关周期T0中，这涉及功率开关Lo1、Lo2、Lo3，在第二正常开关周期T0中，这涉及功率开关Lo1、Lo3、Lo4，等等。
有利地，在低电流模式M3中，可以将功率开关Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4的脉冲历时to、tu增大m倍。例如，增大了m倍的脉冲历时to、tu使得能够在非常小的占空比S的情况下也输出较小的输出电压U2，因为脉冲历时to、tu与死区时间τt的关系改善了m倍。总的来说，这会导致各个脉冲历时to、tu的总脉冲历时总和更高，这些脉冲的出现次数减少z倍、但宽度要宽m倍。
因子m可以被选择为等于因子z，由此导致与正常模式M0中相同的占空比S(即，在正常开关周期T0内的所有脉冲历时的相同总和)，从而确保输出电流Ia的采样在相位处于电流平均值的时刻进行。同样，这也导致在低电流模式M3中输出电流Ia的采样不必被改变。
为了避免锁定模式M1、M2与低电流模式M3之间的振荡，可分别实现第一正输出电流阈值I1+和第二正输出电流阈值I2+之间的滞后HI+以及第一负输出电流阈值I1-与第二负输出电流阈值I2-之间的滞后HI-。在此必须规定，第一正输出电流阈值I1+大于第二正输出电流阈值I2+，并且第一负输出电流阈值I1-小于第二负输出电流阈值I2-。
如果在锁定模式M1、M2有效的情况下(即超过第一正输出电流阈值I1+或者低于第一负输出电流阈值I1-)输出电流Ia保持大于第二正输出电流阈值I2+或小于第二负输出电流阈值I2-，则同步转换器1可以按照所属的滞后HI-、HI+保持在相应的锁定模式M1、M2中。
如果在锁定模式M1、M2有效的情况下输出电流Ia与第二正输出电流阈值I2+或第二负输出电流阈值I2-相交，即输出电流Ia在数值上接近于0，则低电流模式M3被激活。
如果在低电流模式M3有效的情况下(即，输出电流已经超过第二负输出电流阈值I2-或低于第二正输出电流阈值I2+)输出电流Ia小于第一正输出电流阈值I1+且大于第一负输出电流阈值I1-，则同步转换器保持在低电流模式M3中。
如果在低电流模式M3有效的情况下输出电流Ia与第一正输出电流阈值I1+或第一负输出电流阈值I1-相交，则低电流模式被停用，并且根据电流方向来激活锁定模式M1或M3。。
如果第一正输出电流阈值I1+对应于第二正输出电流阈值I2+和/或第一负输出电流阈值I1-对应于第二负输出电流阈值I2-，则省去了滞后HI+或HI-。
一旦在锁定模式M1、M2或低电流模式M3有效的情况下占空比S与上占空比阈值So1或下占空比阈值Su1相交，则同步转换器1就会切换到正常模式M0。
为了也防止在正常模式M0和操作模式M1、M2、M3之间的振荡，可以实现至少另一个滞后HS1、HS2。为此，设置至少另一个占空比阈值So2、Su2，其比上空比阈值So2和下占空比阈值Su2更接近S＝50％的占空比。在锁定模式(M1、M2)或低电流模式(M3)中占空比S与其它占空比阈值So2、Su2相交之后，同步转换器切换到正常模式M0。
在图4中以输出电流Ia和占空比S绘制了可能的操作状态和可实现的滞后HI+、Hi-、HS2、HS1以及可能的输出电流阈值I1-、I2-、I1+、I2+和占空比阈值So1、So2、Su1、Su2。
图5示出了输出电流Ia通过过零点的过程以及由此从正常模式M0首先进入锁定模式M1、然后进入低电流模式M3并进一步进入锁定模式M2。在正常模式M0中，根据现有技术的PWM控制器2切换所有功率开关Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4。由于后来占空比S减小并且输出电流Ia为正且足够高，所以通过停用下部功率开关Lu1、Lu2、Lu3、Lu4来激活锁定模式M1。当输出电流Ia接近过零点时，在占空比S保持相应较低的情况下，低电流模式M3被激活。在该模式中，再次切换所有开关Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4。但是，如可以清楚看到的那样，开关周期历时T3增加到采样周期Ts的z倍(这里是四倍)。同样，脉冲历时to、tu增大到m倍。应该注意的是，同步转换器1的采样点(最下面那张图)保持不变，即使在低电流模式M3中采样率TS也不改变。在采样率TS保持不变的情况下，低电流模式M3中的脉冲历时t0、tu的总和仍然对应于正常模式M0中的脉冲历时t0、tu的总和，由此可以确定占空比S。在(负)输出电流Ia变得足够大之后，由于占空比S继续保持足够小，因而从低电流模式M3切换到锁定模式M2。根据本发明，这意味着所有上部功率开关Lo1、Lo2、Lo3、Lo4被持久地停用。

Claims (11)

1.一种用于控制多相同步转换器(1)的方法，所述多相同步转换器通过取决于从0至100％的范围内的预定占空比(S)的脉宽调制来控制，所述多相同步转换器由多个半桥(HB1、HB2、HB3、HB4)构成，而所述半桥分别由一个上部功率开关(Lo1、Lo2、Lo3、Lo4)和一个下部功率开关(Lu1、Lu2、Lu3、Lu4)组成，其中所述同步转换器(1)生成输出电流(Ia)并且所述多相同步转换器(1)在正常模式(M0)中操作，在所述正常模式中，所述功率开关(Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4)以由预定的正常开关频率定义的正常开关周期(T0)和取决于当前占空比(S)的正常脉冲历时(t0、tu)来切换，其特征在于，一旦所述占空比(S)超过上占空比阈值(So1)或低于下占空比阈值(Su1)，所述多相同步转换器(1)就从所述正常模式(M0)切换到操作模式(M1、M2、M3)，在所述操作模式(M1、M2、M3)中，至少一个半桥(HB1、HB2、HB3、HB4)的至少一个功率开关((Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4)在大于所述正常开关周期(T0)的时间段上被持久地停用。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，如果所述输出电流(Ia)大于第一正输出电流阈值(I1+)或小于第一负输出电流阈值(I1-)，则所述多相同步转换器(1)切换到锁定模式(M1、M2)作为操作模式，其中只要所述多相同步变换器(1)处于所述锁定模式(M1、M2)，则所有下部功率开关(L12、L22、L32、L42)或者所有上部功率开关(Lo1、Lo2、Lo3、Lo4)就被持久地停用。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，存在第二正输出电流阈值(I2+)和第二负输出电流阈值(I2-)，以采样周期(Ts)对所述输出电流(Ia)进行采样，并且如果所述输出电流(Ia)小于所述第二正输出电流阈值(I2+)且大于所述第二负输出电流阈值(I2-)，则所述同步转换器(1)切换到低电流模式(M3)作为操作模式，在所述低电流模式中以对应于将所述采样周期(Ts)增大z倍的开关周期(T3)来切换所述功率开关(Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4)。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，以对应于将所述脉冲历时(t0)增大m倍的脉冲历时(to,tu)来切换至少所述上部功率开关或所述下部功率开关(Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4)。
5.如权利要求3或4所述的方法，其特征在于，在所述输出电流(Ia)的所述采样周期(Ts)内，仅一个半桥(HB1、HB2、HB3、HB4)的功率开关(Lo1、Lu1、Lo2、Lu2、Lo3、Lu3、Lo4、Lu4)接通。
6.如权利要求4或5所述的方法，其特征在于，因子z和m被设置为相等。
7.如权利要求2所述的方法，其特征在于，如果所述输出电流(Ia)保持大于第二正输出电流阈值(I2+)或者小于第二负输出电流阈值(I2-)，则所述同步转换器(1)保持在所述锁定模式(M1、M2)中。
8.如权利要求3到6中的一项所述的方法，其特征在于，如果所述输出电流(Ia)保持小于所述第一正输出电流阈值(I1+)且大于所述第一负输出电流阈值(I1-)，则所述同步转换器(1)保持在所述低电流模式(M3)中。
9.如权利要求7或8所述的方法，其特征在于，所述第一正输出电流阈值(I1+)对应于所述第二正输出电流阈值(I2+)，和/或所述第一负输出电流阈值(I1-)对应于所述第二负输出电流阈值(I2-)。
10.如权利要求1到9中的一项所述的方法，其特征在于，一旦在锁定模式(M1、M2)或低电流模式(M3)有效的情况下所述占空比(S)与所述上占空比阈值(So1)或所述下占空比阈值(Su1)相交，所述同步转换器(1)就切换到所述正常模式(M0)。
11.如权利要求1到9中的一项所述的方法，其特征在于，存在比所述上占空比阈值(So1)或所述下占空比阈值(Su1)更接近于50％的至少另一个占空比阈值(So2,Su2)，并且在锁定模式(M1、M2)或低电流模式(M3)有效的情况下，一旦所述占空比(S)与所述第二另一占空比阈值(So2,Su2)相交，所述同步转换器(1)就切换到所述正常操作模式(M0)。
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