CN108173433A - 一种交错并联谐振变换器和控制方法 - Google Patents

一种交错并联谐振变换器和控制方法 Download PDF

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CN108173433A CN201810020273.0A CN201810020273A CN108173433A CN 108173433 A CN108173433 A CN 108173433A CN 201810020273 A CN201810020273 A CN 201810020273A CN 108173433 A CN108173433 A CN 108173433A
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Abstract

本发明公开了一种交错并联谐振变换器，包括：第一变换电路，其包括第一直流母线和并联设置在第一直流母线之间的三对第一开关组；第二变换电路，其包括第二直流母线和并联设置在第二直流母线之间的三对第二开关组；三个变压器，其连接第一变换电路和第二变换电路；谐振电路对应连接一个变压器和一个第一开关组；其中，谐振电路包括一个电感和一对串联电容，一对串联电容连接在第一直流母线之间，电感第一端连接在一个第一开关组的两个串联的可控开关管之间，电感第二端连接一个变压器原边绕组第一端。本发明采用三相交错对称LLC，可以自主的完成均流；结合磁集成，可以提升效率，进一步降低磁性元件的总体积。

Description

一种交错并联谐振变换器和控制方法
技术领域
本发明属于直流电压变换技术领域，特别是一种交错并联谐振变换器和控制方法。
背景技术
目前，单相串联谐振式变换器是一种常用的高效双向变换器。由于该双向转换器基于串联谐振变换器原理，因此存在电池侧的电容纹波电流大的缺点。为了消除电池侧的电容纹波电流，无论是从电池侧的电容到直流母线侧的电容的升压，还是从直流母线侧的电容到电池侧的电容的降压，这两个电容都需要并联较大容量的电容，导致滤波器体积变大，特别是在中大功率等级应用时，由于低压侧的纹波电流问题会变得更突出，因而，需要并联更大容量的电容，导致滤波器体积大得将不利于电源的高密度设计。
为了减小低压侧的电容(即滤波电容)的纹波电流，现有技术中，公开了专利，谐振变换器及不间断电源装置、及控制方法，公布号CN103683964A，通过采用三相交错并联谐振技术的谐振腔，克服了谐振变换器纹波电流大的固有缺点，有效减小了进而减少了滤波电容的体积，提升了电源的功率密度。
但这种该电源装置中，采用的结构是双向三相交错不对称LLC，交错LLC的均流问题一直都得不到很好的解决。
发明内容
针对上述技术问题，本发明公开了一种交错并联谐振变换器和控制方法，采用三相交错对称LLC，可以自主的完成均流；结合磁集成，可以提升效率，进一步降低磁性元件的总体积。
为了实现根据本发明的目的，提供了一种交错并联谐振变换器，包括：
第一变换电路，其包括第一直流母线和并联设置在所述第一直流母线之间的三对第一开关组，所述第一开关组由两个串联的可控开关管组成，所述第一直流母线之间连接有一第一母线电容；
第二变换电路，其包括第二直流母线和并联设置在所述第二直流母线之间的三对第二开关组，所述第二开关组由两个串联的可控开关管组成，所述第二直流母线之间连接有一第二母线电容；
三个变压器，其连接所述第一变换电路和第二变换电路；以及
三个谐振电路，其设置在所述第一变换电路上，一个谐振电路对应连接一个所述变压器和一个所述第一开关组；
其中，所述谐振电路包括一个电感和一对串联电容，一对串联电容连接在所述第一直流母线之间，所述电感第一端连接在一个第一开关组的两个串联的可控开关管之间，所述电感第二端连接一个所述变压器原边绕组第一端，该变压器原边绕组第二端连接在一对串联电容之间，该变压器副边绕组第一端连接在一个第二开关组的两个串联的可控开关管之间，各个所述变压器的副边绕组第二端共接。
优选的，所述可控开关管为半导体开关。
优选的，所述可控开关管两端并联一反向二极管。
优选的，第一对第一开关组由串联的第一可控开关Q1和第二可控开关Q2组成，第二对第一开关组由串联的第三可控开关Q3和第四可控开关Q4组成，第三对第一开关组由第五可控开关Q5和第六可控开关Q6组成；
第一对串联电容由串联的第一电容Cr11和第二电容Cr12组成；第二对串联电容由串联的第三电容Cr21和第四电容Cr22组成；第三对串联电容由串联的第五电容Cr31和第六电容Cr32组成；
其中，第一个电感Lr1第一端连接在第一可控开关Q1和第二可控开关Q2之间，第一个电感Lr1第二端连接在第一个变压器Tr1原边绕组第一端，第一个变压器Tr1原边绕组第二端连接在第一电容Cr11和第二电容Cr12之间；
第二个电感Lr2第一端连接在第三可控开关Q3和第四可控开关Q4之间，第二个电感Lr2第二端连接在第二个变压器Tr2原边绕组第一端，第二个变压器Tr2原边绕组第二端连接在第三电容Cr21和第四电容Cr22之间；
第三个电感Lr3第一端连接在第五可控开关Q5和第六可控开关Q6之间，第三个电感Lr3第二端连接在第三个变压器Tr3原边绕组第一端，第三个变压器Tr3原边绕组第二端连接在第五电容Cr31和第六电容Cr32之间。
优选的，第一对第二开关组由串联的第七可控开关Q7和第八可控开关Q8组成，第二对第二开关组由串联的第九可控开关Q9和第十可控开关Q10组成，第三对第二开关组由第十一可控开关Q11和第十二可控开关Q12组成；
其中，第一个变压器Tr1副边绕组第一端连接在第七可控开关Q7和第八可控开关Q8之间，第二个变压器Tr2副边绕组第一端连接在第九可控开关Q9和第十可控开关Q10之间，第三个变压器Tr3副边绕组第一端连接在第十一可控开关Q11和第十二可控开关Q12之间，第一个变压器Tr1、第二个变压器Tr2和第三个变压器Tr3副边绕组第二端共接。
优选的，还包括一控制器，所述控制器用于控制各个可控开关管的导通和关断，同一对第一开关组中的两个可控开关管开关时序相差180°，第一可控开关Q1、第三可控开关Q3和第五可控开关Q5的开关时序相差120°。
优选的，三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的可控开关管一一对应，三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管一一对应；
所述控制器还用于控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的所述可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管成同步整流状态；以及控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管成同步整流状态。
一种交错并联谐振变换器的控制方法，包括以下步骤：
控制各个可控开关管的导通和关断，同一对第一开关组中的两个可控开关管开关时序相差180°，第一可控开关Q1、第三可控开关Q3和第五可控开关Q5的开关时序相差120°；
三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的可控开关管一一对应，三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管一一对应；
控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的所述可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管成同步整流状态；以及控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管成同步整流状态。
本发明至少包括以下有益效果：
1、本发明采用对称的LLC结构，自主完成均流，减小了纹波电流，提高了变化器的性能；
2、LLC中采用两个串联设置的谐振电容，两个串联的谐振电容分流作用，降低了单个谐振电容的耐压，进而减小了谐振电容的体积；
3、结合磁集成，可以提升效率，降低磁性元件的总体积，特别是降低了第二母线电容的体积。
本发明的其它优点、目标和特征将部分通过下面的说明体现，部分还将通过对本发明的研究和实践而为本领域的技术人员所理解。
附图说明
图1是本发明变换器的电路原理示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步的详细说明，以令本领域技术人员参照说明书文字能够据以实施。
应当理解，本文所使用的诸如“具有”、“包含”以及“包括”术语并不配出一个或多个其它元件或其组合的存在或添加。
如图1所示的是根据本发明的交错并联谐振变换器的一种实现形式，其中包括：第一变换电路、第二变换电路、连接第一变换电路和第二变换电路的三个变压器、以及连接在第一变换电路和变压器之间的谐振电路。
其中，第一变换电路包括第一直流母线和并联设置在所述第一直流母线之间的三对第一开关组，所述第一开关组由两个串联的可控开关管组成，具体的，第一对第一开关组由串联的第一可控开关Q1和第二可控开关Q2组成，第二对第一开关组由串联的第三可控开关Q3和第四可控开关Q4组成，第三对第一开关组由第五可控开关Q5和第六可控开关Q6组成，各对第一开关组依次串联在第一直流母线之间。
同时在所述第一直流母线之间连接有一第一母线电容C1，第一母线电容C1设置在第一变换电路的接口处。
第二变换电路包括第二直流母线和并联设置在所述第二直流母线之间的三对第二开关组，所述第二开关组由两个串联的可控开关管组成，具体的，第一对第二开关组由串联的第七可控开关Q7和第八可控开关Q8组成，第二对第二开关组由串联的第九可控开关Q9和第十可控开关Q10组成，第三对第二开关组由第十一可控开关Q11和第十二可控开关Q12组成，各对第二开关组依次串联在第二直流母线之间。
同时在所述第二直流母线之间连接有一第二母线电容C2，第二母线电容C2设置在第二变换电路的接口处。
三个变压器Tr1、Tr2和Tr3，三个变压器连接所述第一变换电路和第二变换电路，每个变压器连接在一个第一开关组和一个第二开关组之间，起到电压变换的作用。
三个谐振电路，其设置在所述第一变换电路上，一个谐振电路对应连接一个所述变压器和一个所述第一开关组。每个所述谐振电路包括一个电感和一对串联电容，一对串联电容连接在所述第一直流母线之间，所述电感第一端连接在一个第一开关组的两个串联的可控开关管之间，所述电感第二端连接一个所述变压器原边绕组第一端，该变压器原边绕组第二端连接在一对串联电容之间，该变压器副边绕组第一端连接在一个第二开关组的两个串联的可控开关管之间，各个所述变压器的副边绕组第二端共接。
具体的，第一对串联电容由串联的第一电容Cr11和第二电容Cr12组成；第二对串联电容由串联的第三电容Cr21和第四电容Cr22组成；第三对串联电容由串联的第五电容Cr31和第六电容Cr32组成。
第一谐振电路包括第一个电感Lr1和串联的第一电容Cr11和第二电容Cr12；第二谐振电路包括第二个电感Lr2和串联的第三电容Cr21和第四电容Cr22；第三谐振电路包括第三个电感Lr3和串联的第五电容Cr31和第六电容Cr32。
第一个电感Lr1第一端连接在第一可控开关Q1和第二可控开关Q2之间，第一个电感Lr1第二端连接在第一个变压器Tr1原边绕组第一端，第一个变压器Tr1原边绕组第二端连接在第一电容Cr11和第二电容Cr12之间；
第二个电感Lr2第一端连接在第三可控开关Q3和第四可控开关Q4之间，第二个电感Lr2第二端连接在第二个变压器Tr2原边绕组第一端，第二个变压器Tr2原边绕组第二端连接在第三电容Cr21和第四电容Cr22之间；
第三个电感Lr3第一端连接在第五可控开关Q5和第六可控开关Q6之间，第三个电感Lr3第二端连接在第三个变压器Tr3原边绕组第一端，第三个变压器Tr3原边绕组第二端连接在第五电容Cr31和第六电容Cr32之间。
第一个变压器Tr1副边绕组第一端连接在第七可控开关Q7和第八可控开关Q8之间，第二个变压器Tr2副边绕组第一端连接在第九可控开关Q9和第十可控开关Q10之间，第三个变压器Tr3副边绕组第一端连接在第十一可控开关Q11和第十二可控开关Q12之间，第一个变压器Tr1、第二个变压器Tr2和第三个变压器Tr3副边绕组第二端共接。
原边绕组第一端和副边绕组第一端为同名端。
上述技术方案中，所述可控开关管为半导体开关，包括金属氧化物场效应晶体管、双向可控金属氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、可关断晶闸管、二极管。
在所述可控开关管两端并联一反向二极管，使得变化器具有双向流通功能。
还包括一控制器，所述控制器用于控制各个可控开关管的导通和关断，同一对第一开关组中的两个可控开关管开关时序相差180°，第一可控开关Q1、第三可控开关Q3和第五可控开关Q5的开关时序相差120°。
三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容C1正极U1的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极U2的可控开关管一一对应，三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容C1负极U1的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极U1的可控开关管一一对应.
所述控制器还用于控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的所述可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容C1正极的可控开关管成同步整流状态；以及控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容C1负极的可控开关管成同步整流状态。
在变换器将第一母线电容C1两端的电压降压到第二母线电容C2两端的电压时，第一开关组处于主开关状态，且三个第一开关组的开关时序相位依次差120°，各第一开关组中，两个半导体开关之间相位差为180°，每个半导体开关的占空比小于50％；在谐振变换器将第二母线电容C2两端的电压升压到第一母线电容C1两端的电压时，第一开关组处于同步整流状态。其中，第一开关组处于主开关状态，即第一开关组中的两个半导体开关均处于主开关状态。第一开关组处于同步整流状态，即第一开关组中的两个半导体开关均处于整流状态。
在谐振变换器将第二母线电容C2两端的电压升压到第一母线电容C1两端的电压时，第二开关管处于主开关状态，且三个第二开关管的开关时序相位依次差120°，各第二开关管中，两个半导体开关之间相位差为180°每个半导体开关的占空比小于50％；在谐振变换器将第一母线电容C1两端的电压降压到第二母线电容C2两端的电压时，第二开关管处于同步整流状态。其中，第二开关管处于主开关状态，即第二开关管中的两个半导体开关均处于主开关状态。第二开关管处于同步整流状态，即第二开关管中的两个半导体开关管均处于整流状态。
本实施例通过采用三相交错并联谐振技术，克服了谐振变换器纹波电流大的固有缺点，每个谐振电路上设置有两个串联的谐振电容，谐振电感连接在两个串联谐振电容之间，起到了均流用用，同时，采用两个串联谐振电容结构，降低了每个谐振电容上的电压，从而减小了谐振电容体积，结合磁集成，可以提升效率，降低磁性元件的总体积，特别是有效减小了低压侧的电容(即第二母线电容C2)纹波电流，进而减少了第二母线电容C2的体积，提升了电源的功率密度，降低了第二母线电容C2的成本。
三个谐振电路用对称的LLC结构，提高了谐振对称性，自主完成均流，提高了两个变换电路之间电流流动的对称性，进一步减小了纹波电流，减小第二母线电容体积，同时减小了谐振电容自身体积和谐振能力。
变压器Tr1、Tr2、Tr3分别根据变化器两端电压的关系设计成一定的匝比，谐振变换器将U1变换到U2为降压变换，此时，可控开关Q1、Q3、Q5对应的三对第一开关处于主开关状态，可控开关Q7、Q9、Q11对应的三对第二开关组处于同步整流状态。谐振变换器将U2变换到U1为升压变换，此时可控开关Q7、Q9、Q11对应的三对第二开关组处于主开关状态，可控开关Q1、Q3、Q5对应的三对第一开关组处于同步整流状态。
将U1降压到U2时，可控开关Q1、Q3、Q5对应的三对第一开关组的开关时序相位依次差120°，第一开关组上下可控开关的相位相差180°，占空比略小于50％，定义谐振电路的谐振频率为f，开关频率在谐振频率f与3f之间变化，可控开关Q7，Q9，Q11为同步整流桥臂，第二开关组的开关时序与Q1，Q3，Q5分别对应，相位依次差120°，由于采用了交错并联技术，通过电容C1和C2的纹波电流频率将是开关频率的6倍，使得滤波器更容易滤除纹波电流，从而所用的滤波器(这里是第二母线电容C2)的体积可以更小，同时，三相交错120°后，接合采用对称式的结构，电流会相互叠加而变的平坦，使得纹波电流值显著减小，因此采用较小的滤波电容C1、C2即可满足大功率输出要求。
将U2升压到U1的升压变换可看作U1到U2变换的逆变换，可控开关Q7、Q9、Q11对应的第二开关组成为开关桥臂，即第二开关组处于主开关状态，开关桥臂的可控开关Q7、Q9、Q11工作时序依次相差120°，可控开关Q1、Q3、Q5为对应的第一开关组成为同步整流桥臂，即第一开关组处于同步整流状态。由于U1为高压，第一开关组流过的电流较小。
由上所述，本发明采用对称的LLC结构，自主完成均流，减小了纹波电流，可使谐振变换器的转换性能更好。同时，LLC中采用两个串联设置的谐振电容，两个串联的谐振电容分流作用，降低了单个谐振电容的耐压，进而减小了谐振电容的体积；进一步的，结合磁集成，可以提升效率，降低磁性元件的总体积，特别是降低了第二母线电容C2的体积。
尽管本发明的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本发明的领域，对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。

Claims (8)

1.一种交错并联谐振变换器，其特征在于，包括：
第一变换电路，其包括第一直流母线和并联设置在所述第一直流母线之间的三对第一开关组，所述第一开关组由两个串联的可控开关管组成，所述第一直流母线之间连接有一第一母线电容；
第二变换电路，其包括第二直流母线和并联设置在所述第二直流母线之间的三对第二开关组，所述第二开关组由两个串联的可控开关管组成，所述第二直流母线之间连接有一第二母线电容；
三个变压器，其连接所述第一变换电路和第二变换电路；以及
三个谐振电路，其设置在所述第一变换电路上，一个谐振电路对应连接一个所述变压器和一个所述第一开关组；
其中，所述谐振电路包括一个电感和一对串联电容，一对串联电容连接在所述第一直流母线之间，所述电感第一端连接在一个第一开关组的两个串联的可控开关管之间，所述电感第二端连接一个所述变压器原边绕组第一端，该变压器原边绕组第二端连接在一对串联电容之间，该变压器副边绕组第一端连接在一个第二开关组的两个串联的可控开关管之间，各个所述变压器的副边绕组第二端共接。
2.如权利要求1所述的交错并联谐振变换器，其特征在于，所述可控开关管为半导体开关。
3.如权利要求2所述的交错并联谐振变换器，其特征在于，所述可控开关管两端并联一反向二极管。
4.如权利要求1所述的交错并联谐振变换器，其特征在于，第一对第一开关组由串联的第一可控开关Q1和第二可控开关Q2组成，第二对第一开关组由串联的第三可控开关Q3和第四可控开关Q4组成，第三对第一开关组由第五可控开关Q5和第六可控开关Q6组成；
第一对串联电容由串联的第一电容Cr11和第二电容Cr12组成；第二对串联电容由串联的第三电容Cr21和第四电容Cr22组成；第三对串联电容由串联的第五电容Cr31和第六电容Cr32组成；
其中，第一个电感Lr1第一端连接在第一可控开关Q1和第二可控开关Q2之间，第一个电感Lr1第二端连接在第一个变压器Tr1原边绕组第一端，第一个变压器Tr1原边绕组第二端连接在第一电容Cr11和第二电容Cr12之间；
第二个电感Lr2第一端连接在第三可控开关Q3和第四可控开关Q4之间，第二个电感Lr2第二端连接在第二个变压器Tr2原边绕组第一端，第二个变压器Tr2原边绕组第二端连接在第三电容Cr21和第四电容Cr22之间；
第三个电感Lr3第一端连接在第五可控开关Q5和第六可控开关Q6之间，第三个电感Lr3第二端连接在第三个变压器Tr3原边绕组第一端，第三个变压器Tr3原边绕组第二端连接在第五电容Cr31和第六电容Cr32之间。
5.如权利要求4所述的交错并联谐振变换器，其特征在于，第一对第二开关组由串联的第七可控开关Q7和第八可控开关Q8组成，第二对第二开关组由串联的第九可控开关Q9和第十可控开关Q10组成，第三对第二开关组由第十一可控开关Q11和第十二可控开关Q12组成；
其中，第一个变压器Tr1副边绕组第一端连接在第七可控开关Q7和第八可控开关Q8之间，第二个变压器Tr2副边绕组第一端连接在第九可控开关Q9和第十可控开关Q10之间，第三个变压器Tr3副边绕组第一端连接在第十一可控开关Q11和第十二可控开关Q12之间，第一个变压器Tr1、第二个变压器Tr2和第三个变压器Tr3副边绕组第二端共接。
6.如权利要求5所述的交错并联谐振变换器，其特征在于，还包括一控制器，所述控制器用于控制各个可控开关管的导通和关断，同一对第一开关组中的两个可控开关管开关时序相差180°，第一可控开关Q1、第三可控开关Q3和第五可控开关Q5的开关时序相差120°。
7.如权利要求6所述的交错并联谐振变换器，其特征在于，三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的可控开关管一一对应，三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管一一对应；
所述控制器还用于控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的所述可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管成同步整流状态；以及控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管成同步整流状态。
8.如权利要求5所述的交错并联谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
控制各个可控开关管的导通和关断，同一对第一开关组中的两个可控开关管开关时序相差180°，第一可控开关Q1、第三可控开关Q3和第五可控开关Q5的开关时序相差120°；
三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的可控开关管一一对应，三个所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管分别与三个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管一一对应；
控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容正极的所述可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容正极的可控开关管成同步整流状态；以及控制每个所述第二开关组中连接所述第二母线电容负极的可控开关管与对应的所述第一开关组中连接所述第一母线电容负极的可控开关管成同步整流状态。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111371160A (zh) * 2018-12-25 2020-07-03 比亚迪股份有限公司 电动汽车及其车载集成装置、车载集成装置的控制方法
CN111446859A (zh) * 2020-04-13 2020-07-24 威睿电动汽车技术(宁波)有限公司 Cllc双向直流-直流变换器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102611315A (zh) * 2012-03-22 2012-07-25 华为技术有限公司 一种谐振转换电路
CN203466730U (zh) * 2013-09-24 2014-03-05 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种llc谐振变换器
CN103683964A (zh) * 2013-12-20 2014-03-26 华为技术有限公司 谐振式双向变换器及不间断电源装置、及控制方法
CN104953846A (zh) * 2015-06-16 2015-09-30 苏州舜唐新能源电控设备有限公司 一种宽范围输入高效直流-直流变换器
US9257913B1 (en) * 2014-09-06 2016-02-09 Texas Instruments Incorporated LLC converter and loss of inductive mode detection circuit
WO2016177189A1 (zh) * 2015-08-31 2016-11-10 中兴通讯股份有限公司 用于llc谐振变换器的同步整流驱动电路

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102611315A (zh) * 2012-03-22 2012-07-25 华为技术有限公司 一种谐振转换电路
CN203466730U (zh) * 2013-09-24 2014-03-05 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种llc谐振变换器
CN103683964A (zh) * 2013-12-20 2014-03-26 华为技术有限公司 谐振式双向变换器及不间断电源装置、及控制方法
US9257913B1 (en) * 2014-09-06 2016-02-09 Texas Instruments Incorporated LLC converter and loss of inductive mode detection circuit
CN104953846A (zh) * 2015-06-16 2015-09-30 苏州舜唐新能源电控设备有限公司 一种宽范围输入高效直流-直流变换器
WO2016177189A1 (zh) * 2015-08-31 2016-11-10 中兴通讯股份有限公司 用于llc谐振变换器的同步整流驱动电路
CN106487228A (zh) * 2015-08-31 2017-03-08 中兴通讯股份有限公司 用于llc谐振变换器的同步整流驱动电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111371160A (zh) * 2018-12-25 2020-07-03 比亚迪股份有限公司 电动汽车及其车载集成装置、车载集成装置的控制方法
CN111446859A (zh) * 2020-04-13 2020-07-24 威睿电动汽车技术(宁波)有限公司 Cllc双向直流-直流变换器

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