CN108061582A - 电磁流量计的励磁电路以及电磁流量计 - Google Patents

Abstract

本发明实现测量稳定性高的小型的电磁流量计的励磁电路以及电磁流量计。励磁电路(15)的特征在于，具备：分别连接在第3信号线与励磁线圈的一端之间以及连接在励磁线圈的一端与第4信号线之间，根据励磁极性的切换周期进行开关的第2开关(S11)、第3开关(S12)；分别连接在第3信号线与励磁线圈的另一端之间以及连接在励磁线圈的另一端与第4信号线之间，根据励磁极性的切换周期进行开关的第4开关(S13)、第5开关(S14)；开关控制电路(150)，其以第4开关和第2信号线间的电阻的电流为固定的方式以比励磁极性的切换周期短的周期来控制连接在第1信号线和第3信号线之间的第1开关(S1)；以及使励磁电流回流的电流回流元件(D1)。

Description

电磁流量计的励磁电路以及电磁流量计

技术领域

本发明涉及一种在各种工艺***中测量流体的流量的电磁流量计、以及在电磁流量计中对检测器的励磁线圈供给励磁电流的励磁电路。

背景技术

通常，在对具有导电性的流体的流量进行测量的电磁流量计中，对以磁场产生方向与在测定管内流动的流体的流动方向垂直的方式配置的励磁线圈供给极***替切换的励磁电流，对与源于励磁线圈的磁场正交地配置在测定管内的一对电极间产生的电动势进行检测，将该电极间产生的电动势放大之后，进行采样并进行信号处理，由此测定在测定管内流动的流体的流量。

在电磁流量计中，重要的是高精度地测量被检测流体的流量，即，提高测量稳定性。一直以来，在电磁流量计中，为了提高测量稳定性而进行有各种技术的研究。下面进行详细说明。

作为使电磁流量计的测量稳定性提高的一种方法，想到有通过提高对供给至励磁线圈的励磁电流的频率(励磁频率)，来降低基于上述电动势的流量信号中所包含的1/f噪声，从而改善S/N比的方法。

通常，在电磁流量计中，由电极检测到的电动势中重叠有电化学噪声、流体噪声、浆料噪声等各种噪声。因此，要根据电动势高精度地计算出流量值，需要降低这些噪声。在此，这些噪声具有频带越低电平越高的所谓的1/f特性。因此，若提高励磁频率，则电动势的S/N比会得到改善，因此能以高精度算出流量值。

另一方面，在将由这样的矩形波构成的交流励磁电流施加至励磁线圈的情况下，励磁线圈所具有的自感的影响会使得励磁电流的上升变缓，该波形产生延迟。因而，若提高励磁频率，则励磁信号的波长变短，相对于波长的上升的延迟的比例会增大，因此，产生充分的磁场的期间会缩短，由电极检测到的电动势中的振幅平坦的恒定区域的宽度缩短。因此，难以稳定电动势地进行采样，其结果，导致流量值的误差增大。因而，即便是高励磁频率，加快励磁电流的上升也较为重要。

例如，专利文献1中揭示有如下技术：在对励磁线圈供给励磁电流的励磁电路中，为了加快提高了励磁频率时的励磁极性切换时的励磁电流的上升，预先准备好高电压和低电压这2个电源，在励磁电流上升时以高电压进行励磁，在恒定时以低电压进行励磁。

作为用以提高电磁流量计的测量稳定性的又一种方法，考虑通过增大励磁电流来增大上述流量信号的信号电平的方法。

然而，在以往的电磁流量计(例如参考专利文献1)中，是通过利用OP放大器对功率晶体管进行负反馈控制的恒流电路来生成励磁电流，因此，若增大励磁电流，则功率晶体管的发热会增大，从而需要较大的散热器。因而，重要的是一方面抑制发热、另一方面增大励磁电流。

例如，专利文献2、3中揭示有如下技术：通过开关式DC-DC转换器来使得励磁电压可变，根据功率晶体管的残余电压来控制励磁电压，由此抑制功率晶体管的发热。在这些文献揭示的励磁电路中，由于通过开关式DC-DC转换器来进行励磁电流的恒流控制，从而不需要专利文献1中揭示那样的恒流电路。

根据专利文献2揭示的励磁电路，能够一边抑制发热，一边增大励磁电流。然而，在专利文献2揭示的励磁电路中，是通过由电感器及稳定化电容(输出电容器)构成的直流化电路来生成直流的励磁电压，因此，响应延迟会导致恒流控制变迟。因此，励磁极性切换后的励磁电流的静定时间变长，从而无法提高励磁频率。此外，若要缩短静定时间，则还有恒流控制变得不稳定之虞。

相对于此，根据专利文献3揭示的励磁电路，由于取消了专利文献2揭示的励磁电路中的上述直流化电路而对励磁线圈直接进行脉冲驱动，因此，相较于专利文献2揭示的励磁电路而言，能够缩短恒流控制的静定时间，从而能够提高励磁频率。

【现有技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】日本专利特开昭53-20956号公报

【专利文献2】日本专利特开平5-22949号公报

【专利文献3】日本专利特开2002-188945号公报

发明内容

【发明要解决的问题】

另外，近年来，面向FA(factory automation(工厂自动化))市场的电磁流量计受到关注。这种电磁流量计被装入至FA设备的内部而被使用，因此需要更为小型。通常，电磁流量计大致分为使测定管中设置的电极与测量对象流体直接接触而检测上述流体的电动势的接液式、和使测定管上设置的电极不接触测量对象流体而通过流体与电极间的静电电容来检测上述流体的电动势的电容式(非接液式)，近年来，电极不易劣化、易于维护的电容式小型电磁流量计尤其受到关注。

然而，以往，为了将电磁流量计小型化，因设计条件的制约，是无法避免测量稳定性的劣化的。

具体而言，在为提高测量稳定性而采用上述专利文献1揭示的励磁电路的情况下，为了加快励磁电流的上升，必须进一步提高励磁极性切换时的励磁电压，但若是增大励磁电压，则恒流电路的功率晶体管的消耗电力会增大，导致发热增大，因此需要散热器。然而，要实现电磁流量计的小型化便无法确保设置散热器的空间，因此，必须以不需要散热器的方式将励磁电压及励磁电流抑制得较低，无法期待充分的测量稳定性。

此外，在采用上述专利文献2揭示的励磁电路的情况下，虽然存在无须设置散热器即可增大励磁电压的可能，但如上所述，无法提高励磁频率，因此无法期待充分的测量稳定性。

此外，在采用上述专利文献3揭示的励磁电路的情况下，由于是将励磁电流的检测用电阻与励磁线圈串联地***的电路构成，所以需要为了进行电流检测而绝缘的其他电源。而且，在该励磁电路中，与励磁线圈连接的高压侧的2个开关(该文献的晶体管Q1、Q2)兼具励磁电流的极性的切换的功能和用以产生励磁电压的脉冲驱动的功能，因此，需要进行高速开关动作(例如，数百kHz～数MHz)，从而导致用以驱动高压侧的开关的驱动电路变得复杂。

因此，在采用专利文献3揭示的励磁电路的情况下，不设置散热器就能够提高励磁电压以及励磁频率，但励磁电路变得复杂，电磁流量计的小型化变得困难。

这样，采用以往的技术，难以兼顾电磁流量计的小型化和测量稳定性。

本发明是鉴于上述问题而成，本发明的目的在于实现测量稳定性高的小型电磁流量计。

【解决问题的技术手段】

本发明的励磁电路(15、15A～15E)是对电磁流量计(10)的励磁线圈(Lex)供给励磁电流(Iex)的励磁电路，其特征在于，具备：第1信号线(VexH)，其被供给第1直流电压(VexH)；第2信号线(VexCOM)，其被供给比第1直流电压低的第2直流电压(VexCOM)；第3信号线(VOUT)以及第4信号线(VFB)；第1开关(S1)，其连接在第1信号线和第3信号线之间；第2开关(S11)，其连接在第3信号线与励磁线圈的一端(n01)之间，根据励磁线圈的励磁极性的切换周期而被开关；第3开关(S12)，其连接在励磁线圈的一端与第4信号线之间，根据励磁极性的切换周期而被开关；第4开关(S13)，其连接在第3信号线与励磁线圈的另一端(n02)之间，根据励磁极性的切换周期而被开关；第5开关(S14)，其连接在励磁线圈的另一端与第4信号线之间，根据励磁极性的切换周期而被开关；电流检测用电阻(Rs)，其连接在第4信号线和第2信号线之间；开关控制电路(150、150A)，其以比励磁极性的切换周期短的周期切换第1开关的导通与断开，以使流至电流检测用电阻的电流(Is)为固定；以及至少一个电流回流元件(D1)，其在第1开关断开时使励磁线圈的电流经由电流检测用电阻而回流。

在上述励磁电路中，也可还具备：第1逆流防止元件(D11)，其在第3信号线与励磁线圈的一端之间与第2开关串联，使从第3信号线侧流至励磁线圈的一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；第2逆流防止元件(D12)，其在励磁线圈的一端与第4信号线之间与第3开关串联，使从励磁线圈的一端侧流至第4信号线侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；第3逆流防止元件(D13)，其在第3信号线与励磁线圈的另一端之间与第4开关串联，使从第3信号线侧流至励磁线圈的另一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及第4逆流防止元件(D14)，其在励磁线圈的另一端与第4信号线之间与第5开关串联，使从励磁线圈的另一端侧流至第4信号线侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路中，第1逆流防止元件包含源极与励磁线圈的一端侧连接、漏极与第3信号线侧连接的第1MOS晶体管(MP2)，第2逆流防止元件包含源极与第2信号线侧连接，漏极与励磁线圈的一端侧连接的第2MOS晶体管(MN1)，第3逆流防止元件包含源极与励磁线圈的另一端侧连接、漏极与第3信号线侧连接的第3MOS晶体管(MP2)，第4逆流防止元件包含源极与第2信号线侧连接、漏极与励磁线圈的另一端侧连接的第4MOS晶体管(MN1)。

在上述励磁电路中，电流回流元件可以包含整流元件(D1)，该整流元件(D1)连接于第2信号线和第3信号线之间，使从第2信号线流到第3信号线的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路中，电流回流元件可以是连接于第2信号线和第3信号线之间的同步整流用开关，开关控制电路在使第1开关导通时使同步整流用开关断开，在使第1开关断开时使同步整流用开关导通。

在上述励磁电路中，也可为电流回流元件包含：第1整流元件(D1a)，其连接在励磁线圈的一端与第2信号线之间，使从第2信号线流至励磁线圈的一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及第2整流元件(D1b)，其连接在励磁线圈的另一端与第2信号线之间，使从第2信号线流至励磁线圈的另一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路中，也可还具备：第3整流元件(D2)，其连接于第1信号线和第1开关之间，使从第1信号线流到第1开关侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；第5信号线(VIN)，其连接有第3整流元件和第1开关；电容(C1)，其连接于第5信号线和第2信号线之间；第4整流元件(D3)，其连接于第5信号线和励磁线圈的一端之间，使从励磁线圈的一端流到第5信号线的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及第5整流元件(D4)，其连接于第5信号线和励磁线圈的另一端之间，使从励磁线圈的另一端流到第5信号线的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路中，开关控制电路根据流至电流检测用电阻的电流与目标电流值的差来输出脉宽可变的PWM信号，并对第1开关进行开关。

在上述励磁电路中，开关控制电路根据流至电流检测用电阻的电流与目标电流值的差来输出频率可变的PFM信号，并对第1开关进行开关。

在上述励磁电路中，也可为开关控制电路由一个半导体集成电路构成。

本发明的电磁流量计的特征在于，具有：测定管(Pex)，其供测量对象流体流动；励磁线圈(Lex)，其配设在测定管的外侧；上述励磁电路(15、15A～15E)；一对电极(E1、E2)，它们设置在测定管上，在与由励磁线圈产生的磁场垂直的方向上相对配设；以及数据处理控制电路(14)，其根据一对电极间所产生的电动势来算出流体的流量。

在上述电磁流量计中，也可为一对电极以与流体不接触的方式配设在测定管上。

【发明的效果】

根据本发明，能够实现测量稳定性高的小型电磁流量计。

附图说明

图1为表示具备本发明的一实施方式的励磁电路的电磁流量计的构成的图。

图2A为概念性地表示本发明的一实施方式的励磁电路的构成的图。

图2B为表示实施方式1的励磁电路的构成的图。

图3A为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关导通时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图3B为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关断开时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图3C为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关导通时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图3D为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关断开时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图4为用以说明逆流防止元件的动作的图。

图5为实施方式1的励磁电路的动作时的各节点的电压及电流的时间图。

图6为放大图5的一部分期间的时间图。

图7为用于说明实施方式1的励磁电路的电压及电流与图5所示的各波形的对应关系的图。

图8为表示实施方式2的励磁电路的构成的图。

图9为表示实施方式3的励磁电路的构成的图。

图10为表示实施方式4的励磁电路的构成的图。

图11A为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关导通时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图11B为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关断开时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图11C为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关导通时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图11D为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关断开时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图12为表示实施方式5的励磁电路的构成的图。

图13A为表示高压侧的低速开关电路S11D、S13D的电路构成的图。

图13B为表示低压侧的低速开关电路S12D、S14D的电路构成的图。

图14为表示实施方式6的励磁电路的构成的图。

图15为实施方式6的励磁电路的动作时的各节点的电压及电流的时间图。

图16为概念性地表示本发明的另一实施方式的励磁电路的构成的图。

具体实施方式

下面，参考附图，对本发明的实施方式进行说明。再者，在以下的说明中，对在各实施方式中共通的构成要素标注同一参考符号，并省略重复的说明。

《实施方式1》

〈电磁流量计的构成〉

图1为表示具备本发明的一实施方式的励磁电路的电磁流量计的构成的图。

图1所示的电磁流量计10具有测定具有导电性的流体的流量的功能，对以磁场产生方向与在检测器16的测定管Pex内流动的流体的流动方向垂直的方式配置的励磁线圈Lex供给极***替切换的励磁电流Iex，检测与源于励磁线圈Lex的产生磁场正交地配设在测定管Pex上的一对电极E1、E2之间所产生的电动势，将该电动势放大之后进行采样而进行信号处理，由此测定在测定管Pex内流动的流体的流量。

具体而言，电磁流量计10设置有电源电路11、数据处理控制电路14、励磁电路15、检测器16及设定·显示器17作为主要电路部。

电源电路11具有利用来自上位装置(未图示)的输入直流电源DCin(例如24V)来生成多个直流电压并供给至控制电路14及励磁电路15的功能。具体而言，电源电路11由作为主要电路部的控制电路11A、开关变压器11B、整流电路11C、电压调节器(REG)11D、升压DC-DC转换器12及电压调节器(REG)13构成。

控制电路11A例如以数十KHz～数MHz左右的高频率对输入直流电源DCin进行开关而供给至开关变压器11B的一次侧绕组。整流电路11C对从开关变压器11B的二次侧绕组输出的高频率的脉冲信号进行整流而生成直流的模拟信号处理用动作电压VmA(例如24V)和接地电位VmCOM(0V)并供给至数据处理控制电路14。电压调节器11D根据VmA来生成数字信号处理用动作电压VmD(例如5V)并供给至数据处理控制电路14。

升压DC-DC转换器12由非绝缘型升压扼流转换电路构成，具有如下功能：例如根据由数百KHz左右的高频率构成的PWM周期Tpwm的时钟信号CLK，通过脉宽调制PWM(PulseWidth Modulation)对从DCin流至扼流圈的电流即输入直流电源DCin进行高频开关，将所获得的高频信号经由二极管而利用电容元件加以充电，由此生成励磁用直流电压VexH(例如80V-24V)并供给至励磁电路15；以及在开关时进行电压反馈控制及电流反馈控制。

电压调节器13具有利用输入直流电源DCin来生成用以驱动励磁电路15的后文叙述的开关S11～S14的公共驱动用电压VexSW(例如10V)并供给至励磁电路15的功能。

此外，输入直流电源DCin的负极侧的电压作为公共电压VexCOM(＜VexH，例如0V)而被供给至励磁电路15。

再者，在以下的说明中，表示电压的参考符号“VexSW”、“VexH”、“VexCOM”及“VmD”等不仅表示电压，还表示被供给该电压的信号线。

数据处理控制电路14包含程序处理装置(例如CPU)、信号处理电路及传输I/F电路等，具有进行励磁电路15的控制、基于由检测器16的电极检测到的电动势的流量的算出、以及对于上位装置的流量信号的输出的功能。

检测器16具有：测定管Pex，其供成为流量测定对象的流体流动；励磁线圈Lex，其通过从励磁电路15供给的励磁电流对该Pex产生磁场；以及一对检测电极E1、E2，它们设置在测定管Pex的外周面。

设定·显示器17具有检测作业人员的设定操作输入并输出至数据处理控制电路14的功能、和利用LED或LCD来显示来自数据处理控制电路14的显示输出的功能。

励磁电路15具有根据来自数据处理控制电路14的控制对检测器16的励磁线圈Lex供给以一定周期切换励磁极性的励磁电流Iex的功能。下面，对励磁电路15进行详细说明。

〈本发明的励磁电路的构成〉

图2A为概念性地表示本发明的一实施方式的励磁电路的构成的图。

励磁电路15的一个特征在于，通过单独的控制机构控制用于切换励磁线圈Lex的励磁极性的开关和用于对励磁线圈直接进行脉冲驱动从而对励磁电流进行恒流控制的开关。

具体来说，如图2A所示，励磁电路15具备：开关S1，其用以对励磁线圈Lex直接进行脉冲驱动，从而对励磁电流Iex进行恒流控制；开关S11～S14，其用于切换励磁线圈Lex的励磁极性；电流检测用电阻Rs，其用于检测励磁电流Iex；至少一个作为电流回流元件的二极管D1，其在开关S1断开时使励磁电流Iex经由电流检测用电阻Rs而回流；开关控制电路150，其以流至电流检测用电阻Rs的电流固定的方式以比开关S11～S14的开关周期短的周期切换开关S1的导通与断开。

开关S1被连接在被供给作为第一直流电压的励磁用直流电压VexH的信号线VexH与被供给励磁线圈Lex的励磁电压VOUT的信号线VOUT之间。开关S1例如由功率晶体管构成。

开关S11连接在信号线VOUT与励磁线圈Lex的一端(节点n01)之间，以一定的周期切换导通与断开。开关S12连接在信号线VFB与励磁线圈Lex的一端之间，开关S12在开关S11导通时断开，在开关S11断开时导通。开关S13连接在信号线VOUT与励磁线圈Lex的另一端(节点n02)之间，开关S13在开关S11导通时断开，在开关S11断开时导通。开关S14连接在励磁线圈的另一端与信号线VFB之间，开关S14在开关S11导通时导通，在开关S11断开时断开。

如上所述，开关S1以比开关S11～S14的开关周期即励磁极性的切换周期短的周期切换导通与断开。例如，开关S11～S14的开关频率为1kHz以下，开关S1的开关频率至少为10kHz。在本申请说明书中，有时将开关S1称为“高速开关S1”，将开关S11～S14分别称为“低速开关S11～S14”。

电流检测用电阻Rs被连接在被供给公共电压VexCOM的信号线VexCOM与信号线VFB之间。

作为整流元件的二极管D1的阳极与信号线VexCOM连接，阴极与信号线VOUT连接。

开关控制电路150以公共电压VexCOM为基准电源进行动作，根据流至电流检测用电阻Rs的电流Iex与目标电流值的差生成脉宽可变的PWM信号，基于该PWM信号对高速开关S1进行开关。

具体来说，开关控制电路150输入以公共电压VexCOM为基准的电流检测用电阻Rs的检测电压(反馈电压)VFB，以该检测电压VFB与对应于上述目标电流值的基准电压Vref一致的方式生成脉宽可变的PWM信号。

励磁电路15还具备二极管D11～D14作为逆流防止元件，所述逆流防止元件用以在高速开关S1断开时避免励磁电流Iex流至通过电流检测用电阻Rs的路径以外的路径。

二极管D11在信号线VOUT与励磁线圈Lex的一端(节点n01)之间与低速开关S11串联，使从信号线VOUT侧流至励磁线圈Lex的一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

二极管D12在励磁线圈Lex的一端(节点n01)与信号线VFB之间与低速开关S12串联，使从励磁线圈Lex的一端侧流至信号线VFB侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

二极管D13在信号线VOUT与励磁线圈的另一端之间与低速开关S13串联，使从信号线VOUT侧流至励磁线圈Lex的另一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

二极管D14在励磁线圈Lex的另一端与信号线VFB之间与低速开关S14串联，使从励磁线圈Lex的另一端侧流至信号线VFB侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

〈实施方式1的励磁电路的构成〉

在图2B中示出图2A所示的励磁电路15的一实施方式。

图2B为表示实施方式1的励磁电路的构成的图。

如图2B所示，低速开关S11～S14通过来自数据处理控制电路14(例如CPU)的励磁极性信号EXD1、EXD2来进行导通/断开的切换控制。

具体而言，在将励磁线圈Lex的励磁极性设为“正极性”的期间内，数据处理控制电路14(例如CPU)导通低速开关S11、S14并断开低速开关S12、S13，在将励磁线圈Lex的励磁极性设为“负极性”的期间内，数据处理控制电路14断开低速开关S11、S14并导通低速开关S12、S13。

在低速开关S11～S14中，输入励磁极性信号EXD1、EXD2的一次侧与流动励磁电流Iex的二次侧是电性绝缘的。例如，各低速开关S11～S14由使用光电耦合器的电路构成，根据从光电耦合器的一次侧的光电二极管FD照射的光的强度来切换光电耦合器的二次侧的开关(晶体管)ST的导通与断开。

例如，在对低速开关S11、S13的一次侧的光电二极管FD的阳极侧施加数字信号处理用动作电压VmD的状态下，数据处理控制电路14切换励磁极性信号EXD1、EXD2的逻辑(例如，高电平：VmD，低电平：VmCOM)，从而控制流至光电耦合器的一次侧的光电二极管FD的电流，由此切换光电耦合器的二次侧的开关ST的导通/断开。

如上所述，开关控制电路150是根据检测电压VFB、通过PWM方式对高速开关S1进行开关的电路。作为开关控制电路150，可以使用众所周知的通用的DC-DC转换器控制用IC(Integrated Circuit(集成电路))。

再者，作为通用的DC-DC转换器控制用IC(Integrated Circuit)，可为像图2B所示那样仅将控制作为高速开关S1的外置功率晶体管的开关控制电路150封装成一个组件的IC，也可为将作为高速开关S1的功率晶体管和开关控制电路封装成一个组件的IC，对于驱动对象的功率晶体管与开关控制电路150是否封装成一个IC无特别限制。

作为开关控制电路150，可以例示像图2B所示那样由误差放大电路(误差放大器，AMP)151、相位补偿器152、生成锯齿波或三角波等周期信号的周期信号产生电路153、比较器154以及驱动电路155构成的电路。

误差放大器151生成与电流检测用电阻Rs的检测电压VFB和对应于励磁电流Iex的目标电流值的基准电压Vref的误差相应的误差信号。比较器154对上述误差信号与从周期信号产生电路153输出的周期信号进行比较，生成与其比较结果相应的2值信号(PWM信号)。由比较器154生成的PWM信号通过驱动电路155加以缓冲，驱动由功率晶体管构成的高速开关S1。

〈实施方式1的励磁电路的动作〉

接着，对实施方式1的励磁电路15的动作进行详细说明。

首先，在对低速开关S11、S13的一次侧的光电二极管FD的阳极侧施加了数字信号处理用动作电压VmD的状态下，数据处理控制电路14(例如CPU)切换励磁极性信号EXD1、EXD2的逻辑(例如，高电平：VmD，低电平：VmCOM)，从而控制流至低速开关S11～S14的一次侧的光电二极管的电流，由此，以一定的周期对各低速开关S11～S14进行开关(步骤ST1)。此处，低速开关S11～S14的开关频率像上述那样为1kHz以下。

另一方面，开关控制电路150以比低速开关S11～S14短的周期对高速开关S1进行开关，由此，根据励磁用直流电压VexH生成脉冲状的电压VOUT，并输出至信号线VOUT(步骤ST2)。此处，高速开关S1的开关频率像上述那样为10kHz以上。

通过步骤ST1、ST2中的高速开关S1及低速开关S11～S14的开关动作，根据低速开关S11～S14的状态对励磁线圈Lex施加正极性或负极性的脉冲电压Vex。由此，正极性或负极性的励磁电流Iex流至励磁线圈Lex(步骤ST3)。另外，在后文对励磁电流Iex的电流路径进行详细说明。

励磁电流Iex通过经由电流检测用电阻Rs流入至信号线VexCOM而被电流检测用电阻Rs转换为检测电压VFB，被输入至开关控制电路150的误差放大电路151的反相输入端子(-端子)(步骤ST4)。

误差放大电路151生成电压根据检测电压VFB和基准电压Vref的差而变化的误差信号(步骤ST5)。

开关控制电路150的比较器154对由误差放大电路151生成的误差信号和由周期信号生成电路153生成的周期信号(例如、锯齿波)进行比较，生成与其比较结果相应的2值信号(步骤ST6)。

由此，以在励磁电流Iex低于目标电流值的情况下高速开关S1的导通时间变长，在励磁电流Iex高于目标电流值的情况下导通时间变短的方式，生成脉宽被控制了的PWM信号，从而控制高速开关S1(步骤ST7)。

通过上述步骤ST2～ST7的反馈控制，被控制为励磁电流Iex成为固定值。

接下来，对高速开关S1以及低速开关S11～S14的开关动作所引起的励磁电流Iex的电流路径进行详细说明。

图3A～3D为表示实施方式1的励磁电路中的励磁电流的电流路径的图。图3A～3D中仅图示了励磁电路15中的一部分电路构成。

首先，对励磁极性为“正极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“正极性”的情况下，低速开关S11、S14导通，低速开关S12、S13断开。在该状态下，在高速开关S1导通时，如图3A所示，励磁电流Iex从信号线VexH经由高速开关S1、低速开关S11、二极管D11、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为正极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，如图3B所示，在高速开关S1断开时，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1、低速开关S11、二极管D11、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，正极性的励磁电流Iex也得到保持。

接着，对励磁极性为“负极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“负极性”的情况下，低速开关S11、S14断开，低速开关S12、S13导通。在该状态下，在高速开关S1导通时，如图3C所示，励磁电流Iex从信号线VexH经由高速开关S1、低速开关S13、二极管D13、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为负极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，如图3D所示，在高速开关S1断开时，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1、低速开关S13、二极管D13、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，负极性的励磁电流Iex也得到保持。

此处，对作为逆流防止元件的二极管D11～D14进行详细说明。

如上所述，二极管D11～D14是用以在高速开关S1断开时避免励磁电流Iex流至通过电流检测用电阻Rs的路径(参考图3A～图3D)以外的路径的逆流防止元件。

例如，在使用MOSFET作为低速开关S11～S14的二次侧的开关元件的情况下，如图4所示，在各MOSFET的漏极-源极间存在寄生二极管Ds11～Ds14。因此，例如，在励磁极性为正极性(低速开关S11、S14导通，低速开关S12、S13断开)的状态下高速开关S1从导通切换成断开时，存在电流在图4所示的路径P1及路径P2中流动的情况。此时，通过对低速开关S12、13分别串联配置二极管D12、D13，能够防止电流在路径P1、P2中流动。

同样地，在励磁极性为负极性(低速开关S11、S14断开，低速开关S12、S13导通)的状态下高速开关S1从导通切换成断开时，通过对低速开关S11、14分别串联配置二极管D11、D14，能够防止电流的逆流。

通过如此恰当地配置二极管D11～D14作为逆流防止元件，能够在高速开关S1断开期间内将励磁电流Iex全部流至电阻检测用电阻Rs。即，即便在有可能产生经由低速开关S11～S14的MOSFET的寄生二极管Ds11～Ds14的电流的状况下，也能防止励磁电流Iex的逆流而将励磁电流Iex全部流入至电流检测用电阻Rs。由此，例如，即便产生了电源电压VexH的变动、由励磁线圈Lex的发热引起的线圈电阻的变化等干扰因素，也能通过上述步骤ST2～ST7的反馈控制将励磁电流保持在固定值，从而能够实现励磁电流Iex的更准确的测量、控制。

接下来，在图5、6中示出励磁电路15的各节点的电压及电流的时间图。

图5中展示了设励磁用VexH＝30V、将励磁电流Iex的目标电流值设为100mA(绝对值)、将开关控制电路150的PWM信号的最大占空比(最大脉宽)设为100％的情况下的模拟结果，在图6中，示出图5的期间T1中的各电压以及电流的波形。而且，图5、6中示出的各电压以及电流的波形的参考符号分别对应于图7中示出的励磁电路15中的参考符号。

如图5所示，在时刻t1，励磁线圈Lex的励磁极性被从负极性切换为正极性(开关S11、S14导通，开关S12、S13断开)时，电流检测用电阻Rs的电流Is变为0mA。此时，由于电流检测用电阻Rs的电流Is大大偏离目标电流值(100mA)，所以开关控制电路150将PWM信号的占空比设为最大(100％)，驱动高速开关S1。由此，励磁电流Iex沿正方向逐渐增加，电流检测用电阻Rs的电流Is沿正的方向逐渐增加。

其后，电流检测用电阻Rs的电流Is达到目标电流值(100mA)时，如图6所示，开关控制电路150以电流检测用电阻Rs的电流Is与目标电流值(100mA)一致的方式，降低PWM信号的占空比而驱动高速开关S1。由此，励磁电流Iex成为正的固定值(+100mA)。

在时刻t2，在励磁线圈Lex的励磁极性被从正极性切换为负极性(开关S11、S14断开，开关S12、S13导通)时，电流检测用电阻Rs的电流Is再次变为0mA，因此开关控制电路150将PWM信号的占空比设为最大(100％)，驱动高速开关S1。由此，励磁电流Iex沿负方向逐渐增加，而且电流检测用电阻Rs的电流Is沿正的方向逐渐增加。

其后，当电流检测用电阻Rs的电流Is达到目标电流值(100mA)时，开关控制电路150以电流检测用电阻Rs的电流Is与目标电流值(100mA)一致的方式降低PWM信号的占空比而驱动高速开关S1。由此，励磁电流Iex成为负的固定值(-100mA)。

另外，在本实施方式所涉及的励磁电路15中，不会如上述的专利文献2所揭示的电路那样进行电容器的励磁电压Vex的直流化，所以会产生伴随着高速开关S1的导通/断开的切换动作的脉动电流。该脉动电流大的情况下，恐怕会对流量信号造成坏影响，成为流量测量的误差、测量值的变动的原因。

因此，在谋求电磁流量计10的更进一步的高精度化的情况下，优选为，预先使得高速开关S1的开关频率相对于励磁线圈Lex的电感足够高。以下，示出用于抑制脉动电流的高速开关S1的开关频率的设定例。

一般来说，在将开关频率设为fsw、将励磁线圈Lex的电感设为Lex、将被供给于高速开关S1的一端的电源电压设为VexH，将被施加给励磁线圈Lex的电压的平均值设为Vex_ave时，脉动电流ΔIex可以由数式(1)来表示。

【数式1】

在此，在将励磁电流Iex的平均值(中心值)设为Iex_ave，将励磁线圈Lex的电阻值设为Rex时，被施加于励磁线圈Lex的电压的平均值Vex_ave可以由数式(2)来表示，所以通过将数式(2)代入数式(1)，脉动电流ΔIex可以由数式(3)来表示。

【数式2】

Vex_ave＝Iex_ave×Rex····(2)

【数式3】

例如，在流量测量精度的规格值为“±0.5％”的电磁流量计中，考虑将励磁用直流电压VexH设为30V，在电感Lex为100mH、电阻值Rex为100Ω的励磁线圈Lex中流过平均值(中心值)Iex_ave为150mA的励磁电流Iex的情形时，励磁电流Iex的脉动电流ΔIex优选为，至少在流量测量精度的规格值(±0.5％)以内。

在该情况下，例如将开关频率fsw设为“50kHz”并代入上述数式(3)时，脉动电流ΔIex为“1.5mA”，为励磁电流的平均值Iex_ave(＝150mA)的1％、即“±0.5％”。如果是该值的话，则是作为电磁流量计在实用上没有问题的水平。

而且，例如，将开关频率fsw设为“500kHz”的话，则根据上述数式(3)，脉动电流ΔIex为“0.15mA”，为励磁电流的平均值Iex_ave(＝150mA)的0.1％、即“±0.05％”。如果是该值的话，则基本可以忽略脉动电流对流量测量的影响。

〈本发明的励磁电路的效果〉

以上，根据本发明的励磁电路，通过像图2A所示那样连接用以切换励磁极性的低速开关S11～S14、用以对励磁线圈Lex直接进行脉冲驱动而对励磁电流进行恒流控制的高速开关S1、电流检测用电阻Rs以及励磁线圈Lex，并区别于低速开关S11～S14地利用开关控制电路150以在电流检测用电阻Rs中流动的电流固定的方式驱动高速开关S1，不会像上述专利文献1的励磁电路那样需要用以对励磁电流进行恒流驱动的功率晶体管这样的发热量大的零件。由此，即便不设置散热器也能实现励磁电流的大电流化，因此，一方面能够增大流量信号的信号电平而谋求测量稳定性的提高，另一方面能够将电磁流量计小型化。

此外，本励磁电路由于具有对励磁线圈直接进行脉冲驱动的电路构成，因此，不会像上述专利文献2揭示的励磁电路那样需要用以将励磁电压直流化的由电感器及稳定化电容(输出电容器)构成的直流化电路，从而使得电路的响应性提高。由此，能够提高励磁频率而提高测量稳定性。

而且，在本励磁电路中，由于电流检测用电阻Rs的一端的电位与开关控制电路150的基准电位是共通(VexCOM)的，因此，能够将电流检测用电阻Rs的另一端直接连接至开关控制电路150的误差放大电路151的反相输入端子。由此，无须像上述专利文献3的励磁电路那样设置为了电流检测而加以绝缘的另外的电源或者特殊的信号转换电路等，因此励磁电路不会变得复杂，从而能够实现电磁流量计的小型化。

此外，根据本励磁电路，由于具有对用以切换励磁极性的低速开关S11～S14和用以对励磁线圈Lex直接进行脉冲驱动而对励磁电流进行恒流控制的高速开关S1分别进行控制的构成，因此，能够利用更简单的电路构成来实现驱动低速开关S11～S14的驱动电路，从而能够将电磁流量计小型化。

例如，在上述专利文献3的励磁电路中，由于采用的是通过一组高压侧开关来兼任励磁极性的切换和励磁线圈的脉冲驱动的电路构成，因此，必须以最低10kHz的开关频率对上述高压侧开关进行高速开关，从而导致用以驱动上述高压侧开关的驱动电路变得复杂。另一方面，根据本励磁电路，由于低速开关S11～S14仅担负切换励磁极性的功能，因此，以最大1kHz的开关频率进行开关即可，能够利用简单的电路构成来实现驱动低速开关S11～S14的驱动电路。

此外，根据本励磁电路，能够使用通用的电源IC(DC-DC转换器控制用IC)作为开关控制电路150，因此能够进一步将电磁流量计小型化。

如上所述，根据本励磁电路，能够兼顾测量稳定性的提高和小型化，因此能够实现测量稳定性高的小型电磁流量计。

此外，根据实施方式1的励磁电路15，像图2A及图2B所示那样将二极管D11～D14分别串联于低速开关S11～S14，因此，在使用MOSFET作为低速开关S11～S14的二次侧的开关元件的情况下，能够防止电流经由存在于各MOSFET的漏极-源极间的寄生二极管Ds11～Ds14而逆流。

由此，如上所述，即便在有可能产生经由低速开关S11～S14的寄生二极管Ds11～Ds14的电流的状况下，也能将励磁电流Iex全部流入至电流检测用电阻Rs，因此，即便产生了电源电压VexH的变动等干扰因素，也能实现更准确的励磁电流的测量、控制。

此外，通过将二极管D11～D14分别串联于低速开关S11～S14，能够防止因励磁极性的切换时产生的励磁线圈的反电动势而对低速开关S11～S14施加超过耐压的电压。

《实施方式2》

〈实施方式2的励磁电路的构成〉

图8为表示实施方式2的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15A与实施方式1的励磁电路15的不同点在于开关控制电路通过PFM(Pulse Frequency Modulation(脉冲频率调制))控制来驱动高速开关S1，除此以外与实施方式1的励磁电路15相同。

具体而言，励磁电路15A具备根据电流检测用电阻Rs的检测电压VFB以PFM方式控制高速开关S1的开关控制电路150A作为用以驱动高速开关S1的电路。

开关控制电路150A根据流至电流检测用电阻Rs的电流与目标电流值的差来生成频率可变的PFM信号，根据PFM信号来对高速开关S1进行开关。

作为开关控制电路150A，如图8所示，可以例示由比较器(CMP)156、脉冲生成电路157及驱动电路155构成的电路。

比较器(CMP)156对与励磁电流Iex的目标电流值相对应的基准电压Vref和利用电流检测用电阻Rs而得到的检测电压VFB进行比较，并输出比较结果。脉冲生成电路157以基于比较器156的比较结果的周期输出脉宽(导通时间)固定的2值信号。驱动电路155对从脉冲生成电路157输出的2值信号(PFM信号)进行缓冲，驱动由功率晶体管构成的高速开关S1。

〈实施方式2的励磁电路的效果〉

根据实施方式2的励磁电路15A，由于未使用误差放大电路(及相位补偿器)，因此响应速度比PWM方式快。由此，能够进一步提高励磁频率，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

《实施方式3》

〈实施方式3的励磁电路的构成〉

图9为表示实施方式3的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15B与实施方式1的励磁电路15的不同点在于具有将作为电流回流元件的二极管替换为开关的同步整流型的开关控制电路，除此以外与实施方式1的励磁电路15相同。

具体来说，励磁电路15B具有同步整流型的开关控制电路150B作为用于驱动高速开关S1的电路。

开关控制电路150B相对于实施方式1所涉及的开关控制电路150，还具有同步整流用开关S2和驱动电路158。

同步整流用开关S2是替代(续流)二极管D1而设置的电流回流元件，被连接于信号线VOUT和信号线VexCOM之间。作为同步整流用开关S2，与高速开关S1同样地，可以例示功率晶体管。

驱动电路158对从比较器154输出的PWM信号进行缓冲且使逻辑反转，从而驱动同步整流用开关S2。

根据开关控制电路150B，高速开关S1和同步整流用开关S2交替地切换导通/断开。即，在高速开关S1导通时，同步整流用开关S2断开，电流从信号线VexH经由高速开关S1而流入励磁线圈Lex。另一方面，在高速开关S1断开时，同步整流用开关S2导通，电流从信号线VexCOM经由高速开关S1而流入至励磁线圈Lex。

这样，根据采用同步整流型的开关控制电路150B的励磁电路15B，与采用二极管D1的实施方式1的励磁电路15同样地，能够与高速开关S1的导通/断开的切换相应地使励磁电流Iex回流。

〈实施方式3的励磁电路的效果〉

根据实施方式3的励磁电路15B，由于不再有二极管D1的发热，所以能够使得励磁电流进一步大电流化，能够使电磁流量计的测量稳定性进一步提高。

《实施方式4》

〈实施方式4的励磁电路的构成〉

图10为表示实施方式4的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15C与实施方式1的励磁电路15的不同点在于具有作为电流回流元件的2个续流二极管，除此以外与实施方式1的励磁电路15相同。

具体而言，励磁电路15C具备二极管D1a、D1b代替二极管D1作为电流回流元件。二极管D1a的阳极与信号线VexCOM连接，阴极与励磁线圈Lex的一端(节点n01)连接。二极管D1b的阳极与信号线VexCOM连接，阴极与励磁线圈Lex的另一端(节点n02)连接。

此处，使用附图，对在励磁电路15C中的励磁电流Iex的电流路径进行说明。

图11A～11D为表示实施方式4的励磁电路15C中的励磁电流的电流路径的图。图11A～11D中仅图示了励磁电路15C中的一部分电路构成。

首先，对励磁极性为“正极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“正极性”的情况下，低速开关S11、S14导通，低速开关S12、S13断开。在该状态下，高速开关S1导通时的电流路径与实施方式1的励磁电路15相同。具体而言，如图11A所示，励磁电流Iex从信号线VexH经由高速开关S1、低速开关S11、二极管D11、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为正极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，在高速开关S1断开时，如图11B所示，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1a、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，正极性的励磁电流Iex也得到保持。

接着，对励磁极性为“负极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“负极性”的情况下，低速开关S11、S14断开，低速开关S12、S13导通。在该状态下，高速开关S1导通时的电流路径与实施方式1的励磁电路15相同。具体而言，如图11C所示，励磁电流Iex从信号线VexH经由高速开关S1、低速开关S13、二极管D13、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为负极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，在高速开关S1断开时，如图11D所示，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1b、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，负极性的励磁电流Iex也得到保持。

如此，根据励磁电路15C，在励磁极性为正极性的情况下高速开关S1断开时，能够使励磁电流Iex经由二极管D1a而回流，在励磁极性为负极性的情况下高速开关S1断开时，能够使励磁电流Iex经由二极管D1b而回流。

〈实施方式4的励磁电路的效果〉

根据实施方式4的励磁电路15C，在励磁极性为正极性的情况和为负极性的情况下，通过各不相同的二极管D1a、D1b使励磁电流回流，因此，与不论励磁极性如何都使用一个二极管D1来使电流回流的情况相比，能够减小一个二极管的发热量的平均值。由此，能够实现励磁电流进一步的大电流化，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

《实施方式5》

〈实施方式5的励磁电路的构成〉

图12为表示实施方式5的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15D与实施方式3的励磁电路15B的不同点在于替代二极管而采用由MOSPFT构成的开关电路作为逆流防止元件，除此以外与实施方式3的励磁电路15B相同。

具体来说，励磁电路15D具有低速开关电路S11D～S14D来替代低速开关S11～S14以及二极管D11～D14。

首先，对高压侧的低速开关电路S11D、S13D进行说明。

图13A是示出高压侧的低速开关电路S11D、S13D的电路构成的图。

如图13A所示，高压侧的低速开关电路S11D、S13D分别包含晶体管MP1、MP2、电阻RH、光电耦合器PCH而构成。

晶体管MP1、MP2例如是P通道型的MOS-PFT。晶体管MP1、MP2以相互的寄生二极管Dp1、Dp2相对的方式串联于信号线VOUT和励磁线圈Lex的端子(节点n01或者节点n02)之间。即，低速开关电路S11D的情况下，晶体管MP1的漏极与励磁线圈Lex的一端(n01)连接，低速开关电路S13D的情况下，晶体管MP1的漏极与励磁线圈Lex的另一端(n02)连接。晶体管MP1的源极以及背栅与晶体管MP2的源极以及背栅连接，晶体管MP2的漏极与信号线VOUT连接。

晶体管MP1的栅极和晶体管MP2的栅极共同连接于光电耦合器PCH的二次侧的晶体管的集电极，该晶体管的发射极与信号线VexCOM连接。而且，电阻RH被连接于晶体管MP1、MP2的栅极和晶体管MP1的源极以及晶体管MP2的源极之间。

在高压侧的低速开关电路S11D、S13D中，在电流流至光电耦合器PCH的一次侧的光电二极管的情况下，由于光电耦合器PCH的二次侧的晶体管导通，所以电流经由晶体管MP2的寄生二极管D2以及电阻RH而流至光电耦合器的二次侧的晶体管，由此晶体管MP1、MP2导通。

另一方面，在电流没有流至光电耦合器PCH的一次侧的光电二极管的情况下，由于光电耦合器PCH的二次侧的晶体管截止，所以经由电阻RH以及寄生二极管Dp2而使晶体管MP1、MP2的栅极变为高电平(VOUT)，晶体管MP1、MP2截止。

此时，从励磁线圈Lex侧朝向信号线VOUT侧的电流的逆流被晶体管MP2的寄生二极管Dp2阻止。即，晶体管MP2与晶体管MP1一起作为使电流从信号线VOUT侧向励磁线圈Lex侧通过的开关而发挥作用，且也作为用于防止从励磁线圈Lex侧逆流至信号线VOUT侧的电流的逆流防止元件而发挥作用。

接下来，对低压侧的低速开关电路S12D、S14D进行说明。

图13B是示出低压侧的低速开关电路S12D、S14D的电路构成的图。

如图13B所示，低压侧的低速开关电路S12D、S14D分别包含晶体管MN1、MN2、电阻RL、光电耦合器PCL而构成。

晶体管MN1、MN2例如是N通道型的MOS-PFT。晶体管MN1、MN2以相互的寄生二极管Dn1，Dn2相对的方式串联于励磁线圈Lex的端子(节点n01或者节点n02)与信号线VFB之间。即，低速开关电路S12D的情况下，晶体管MN2的漏极与励磁线圈Lex的一端(n01)连接，低速开关电路S14D的情况下，晶体管MN2的漏极与励磁线圈Lex的另一端(n02)连接。晶体管MN2的源极以及背栅与晶体管MN1的源极以及背栅连接，晶体管MN1的漏极与信号线VFB连接。

晶体管MN1的栅极和晶体管MN2的栅极共同连接于光电耦合器PCL的二次侧的晶体管的发射极，该晶体管的集电极与信号线VexSW(＞VexCOM)连接。而且，电阻RL连接于晶体管MN1、MN2的栅极与晶体管MN1的源极以及晶体管MN2的源极之间。

在该低压侧的低速开关电路S12D、S14D中，在电流流至光电耦合器PCL的一次侧的光电二极管的情况下，由于光电耦合器PCL的二次侧的晶体管导通，所以电流从信号线VexSW经由光电耦合器PCL的二次侧的晶体管、电阻RL、以及晶体管MN1的寄生二极管Dn1而流至信号线VFB，由此晶体管MN1、MN2导通。

另一方面，在电流没有流至光电耦合器PCL的一次侧的光电二极管的情况下，由于光电耦合器PCL的二次侧的晶体管截止，所以经由电阻RL以及寄生二极管Dn1而使晶体管MN1、MN2的栅极变为低电平(VFB)，晶体管MN1、MN2截止。

此时，从信号线VFB侧朝向励磁线圈Lex侧的电流的逆流被晶体管MN1的寄生二极管Dp1阻止。即，晶体管MN1与晶体管MN2一起作为使电流从励磁线圈Lex侧朝信号线VFB侧通过的开关而发挥作用，且也作为用于防止从信号线VFB侧朝励磁线圈Lex侧逆流的电流的逆流防止元件而发挥作用。

〈实施方式5的励磁电路的效果〉

根据实施方式5的励磁电路15D，采用由晶体管构成的开关电路S11D～S14D替代二极管D11～D14来作为逆流防止元件，由此不再有二极管D11～D14的发热，所以能够使励磁电流进一步大电流化，能够使电磁流量计的测量稳定性进一步提高。而且，根据励磁电路15D，还能够提高作为电源电路的效率。

而且，由于能够减少二极管D11～D14中的电压降，所以能够降低励磁电压Vex的损耗。由此，在不能供给大的电压作为励磁用直流电压VexH(输出电压VOUT)的二线制电磁流量计或电池式(电池驱动方式)的电磁流量计中也能够适用本励磁电路。

《实施方式6》

〈实施方式6的励磁电路的构成〉

图14为表示实施方式6的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15E与实施方式4的励磁电路15C的不同点在于具有利用励磁线圈的反电动势来生成更大的励磁电压的功能，除此以外与实施方式4的励磁电路15C相同。

励磁电路15E具有如下功能：将励磁极性刚切换之后产生的励磁线圈的反电动势充入至电容而加以回收，将充入至该电容的电压用作下一励磁电流的上升时的电源电压(励磁电压)。

更具体而言，相对于实施方式4的励磁电路15C而言，励磁电路15E还具备二极管D2、D3、D4和电容C1。

二极管D2是用以防止电流逆流至信号线VexH的逆流防止元件。二极管D2的阳极与信号线VexH连接，二极管D2的阴极与高速开关S1的一端(信号线VIN)连接。

电容C1的一端与信号线VIN连接，另一端与信号线VexCOM连接。

二极管D3、D4为反电动势回收用桥式二极管(+电压侧)。此外，二极管D1a、D1b具备作为反电动势回收用桥式二极管(-电压侧)的功能、和作为与实施方式4的励磁电路15C同样地在高速开关S1断开时使励磁电流Iex回流的电流回流元件的功能。

二极管D3的阳极与励磁线圈Lex的一端(节点n01)连接，二极管D3的阴极与信号线VIN连接。

二极管D4的阳极与励磁线圈Lex的另一端(节点n02)连接，二极管D4的阴极与信号线VIN连接。

图15为实施方式6的励磁电路15E的各节点的电压及电流的时间图。图15所示的模拟结果的模拟条件与上述图5相同。

如图15所示，在时刻t1，当励磁线圈Lex的励磁极性从负极性切换为正极性(开关S11、S14导通，开关S12、S13截止)时，会在励磁线圈Lex的两端沿维持负极性的励磁电流Iex的方向产生反向电压。该反向电压使得电荷从二极管D3充入至电容C1，从而对信号线VIN施加超过励磁用直流电压VexH的电压VIN。此时，通过二极管D2来阻止电流朝信号线VexH侧逆流。

由此，在励磁电流Iex的上升时，能够将比励磁用直流电压VexH大的励磁电压Vex施加至励磁线圈Lex，因此能够进一步缩短励磁电流Iex的上升时间。

在励磁电流Iex上升后，控制与实施方式4的励磁电路15C相同。即，在高速开关S1导通时，经由高速开关S1对励磁线圈Lex施加励磁用直流电压VexH，励磁电流Iex以与图11A相同的路径流动。另一方面，在高速开关S1断开时，励磁电流Iex经由二极管D1a以与图11B相同的路径流动。

其后，在图15的时刻t2，当励磁线圈Lex的励磁极性从正极性切换为负极性(开关S11、S14断开，开关S12、S13导通)时，在励磁线圈Lex的两端沿维持励磁电流Iex的方向产生反向电压。该反向电压使得电荷从二极管D4充入至电容C1，从而对信号线VIN施加超过励磁用直流电压VexH的电压VIN。

由此，在励磁电流Iex下降时也能将比励磁用直流电压VexH大的励磁电压Vex施加至励磁线圈Lex，因此能够进一步缩短励磁电流Iex的下降时间。

在励磁电流Iex的下降后，控制与实施方式4的励磁电路15C相同。即，在高速开关S1导通时，经由高速开关S1对励磁线圈Lex施加励磁用直流电压VexH，励磁电流Iex以与图11C相同的路径流动。另一方面，在高速开关S1断开时，励磁电流Iex经由二极管D1b以与图11D相同的路径流动。

〈实施方式6的励磁电路的效果〉

根据实施方式6的励磁电路15E，能够利用比励磁用直流电压VexH大的电压对励磁线圈Lex进行励磁，因此能够加快到励磁电流Iex稳定为止的时间(静定时间)。由此，能够进一步提高励磁频率，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

《实施方式的扩展》

以上，根据实施方式，对由本发明者等人完成的发明进行了具体说明，但本发明并不限定于此，当然可以在不脱离其主旨的范围进行各种变更。

例如，在上述实施方式中，例示了将作为逆流防止元件的二极管D11～D14分别串联于各低速开关S11～S14的电路构成，但并不限于此。例如，在对于电磁流量计所要求的测量稳定性而言可以忽略高速开关S1断开时的电流的逆流带来的影响的情况下，也可像图16所示那样不设置作为逆流防止元件的二极管D11～D14。

此外，在实施方式4、6中，例示了设置2个二极管D1a、D1b代替二极管D1作为电流回流元件的情况，但并不限于此，也可除了2个二极管D1a、D1b之外还在信号线VOUT与信号线VexCOM之间连接有二极管D1。

再者，在实施方式5中，例示了使用P通道型MOS晶体管(MP1、MP2)作为构成高压侧的开关电路S11、S13的晶体管的情况，但并不限于此，也可使用N通道型MOS晶体管。再者，在该情况下，需要设置用以驱动上述N通道型MOS晶体管的自举电路等。

此外，在实施方式3至6中，例示了使用PWM方式的开关控制电路150的情况，但也可使用实施方式2中展示的PFM方式的开关控制电路150A。

此外，在上述实施方式中，例示了使用二极管(D1a、D1b等)作为整流元件的情况，但也可与二极管D1同样地替换成晶体管等并酌情控制导通/截止，由此实现整流功能。

此外，在上述说明中，例示了将各实施方式的励磁电路运用于电容式电磁流量计的情况，但同样也能运用于接液式电磁流量计。

符号说明

10电磁流量计，11电源电路，11A控制电路，11B开关变压器，11C整流电路、11D、13电压调节器(REG)，12升压DC-DC转换器、14数据处理控制电路，15、15A、15B、15C、15D、15E励磁电路，16检测器，17设定·显示器，150、150A、150B开关控制电路，E1、E2电极，Pex测定管，Lex励磁线圈，VexH励磁用直流电压、信号线，VexCOM公共电压、信号线，VOUT输出电压、信号线，VFB检测电压、信号线，Iex励磁电流，Vex励磁电压，S1高速开关，S11、S12、S13、S14低速开关，S2同步整流用开关，D1、D2、D11、D12、D13、D14、D1a、D1b、D3、D4二极管，Rs电流检测用电阻，S11D、S12D、S13D、S14D低速开关电路，VIN信号线、电压。

Claims (10)

1.一种励磁电路，其是对电磁流量计的励磁线圈供给励磁电流的励磁电路，其特征在于，具备：

第1信号线，其被供给第1直流电压；

第2信号线，其被供给比所述第1直流电压低的第2直流电压；

第3信号线以及第4信号线；

第1开关，其连接在所述第1信号线和所述第3信号线之间；

第2开关，其连接在所述第3信号线与所述励磁线圈的一端之间，根据所述励磁线圈的励磁极性的切换周期而被开关；

第3开关，其连接在所述励磁线圈的所述一端与所述第4信号线之间，根据所述励磁极性的切换周期而被开关；

第4开关，其连接在所述第3信号线与所述励磁线圈的所述另一端之间，根据所述励磁极性的切换周期而被开关；

第5开关，其连接在所述励磁线圈的所述另一端与所述第4信号线之间，根据所述励磁极性的切换周期而被开关；

电流检测用电阻，其连接在所述第4信号线和所述第2信号线之间；

开关控制电路，其以比所述励磁极性的切换周期短的周期切换所述第1开关的导通与断开，以使流至所述电流检测用电阻的电流为固定；以及

至少一个电流回流元件，其在所述第1开关断开时使所述励磁线圈的电流经由所述电流检测用电阻而回流。

2.根据权利要求1所述的励磁电路，其特征在于，还具备：

第1逆流防止元件，其在所述第3信号线与所述励磁线圈的所述一端之间与所述第2开关串联，使从所述第3信号线侧流至所述励磁线圈的所述一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；

第2逆流防止元件，其在所述励磁线圈的所述一端与所述第4信号线之间与所述第3开关串联，使从所述励磁线圈的所述一端侧流至所述第4信号线侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；

第3逆流防止元件，其在所述第3信号线与所述励磁线圈的所述另一端之间与所述第4开关串联，使从所述第3信号线侧流至所述励磁线圈的所述另一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及

第4逆流防止元件，其在所述励磁线圈的所述另一端与所述第4信号线之间与所述第5开关串联，使从所述励磁线圈的所述另一端侧流至所述第4信号线侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

3.根据权利要求2所述的励磁电路，其特征在于，

所述第1逆流防止元件包含源极与所述励磁线圈的所述一端侧连接、漏极与所述第3信号线侧连接的第1MOS晶体管，

所述第2逆流防止元件包含源极与所述第2信号线侧连接，漏极与所述励磁线圈的所述一端侧连接的第2MOS晶体管，

所述第3逆流防止元件包含源极与所述励磁线圈的所述另一端侧连接、漏极与所述第3信号线侧连接的第3MOS晶体管，

所述第4逆流防止元件包含源极与所述第2信号线侧连接、漏极与所述励磁线圈的所述另一端侧连接的第4MOS晶体管。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述电流回流元件包含整流元件，所述整流元件连接于所述第2信号线和所述第3信号线之间，使从所述第2信号线流到所述第3信号线的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述电流回流元件是连接于所述第2信号线和所述第3信号线之间的同步整流用开关，

所述开关控制电路在使所述第1开关导通时使所述同步整流用开关断开，在使所述第1开关断开时使所述同步整流用开关导通。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述电流回流元件包含：

第1整流元件，其连接在所述励磁线圈的所述一端与所述第2信号线之间，使从所述第2信号线流至所述励磁线圈的所述一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及

第2整流元件，其连接在所述励磁线圈的所述另一端与所述第2信号线之间，使从所述第2信号线流至所述励磁线圈的所述另一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

7.根据权利要求6所述的励磁电路，其特征在于，还具备：

第3整流元件，其连接于所述第1信号线和所述第1开关之间，使从所述第1信号线流到所述第1开关侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；

第5信号线，其连接有所述第3整流元件和所述第1开关；

电容，其连接于所述第5信号线和所述第2信号线之间；

第4整流元件，其连接于所述第5信号线和所述励磁线圈的所述一端之间，使从所述励磁线圈的所述一端流到所述第5信号线的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及

第5整流元件，其连接于所述第5信号线和所述励磁线圈的所述另一端之间，使从所述励磁线圈的所述另一端流到所述第5信号线的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述开关控制电路根据流至所述电流检测用电阻的电流与目标电流值的差来输出脉宽可变的PWM信号，并对所述第1开关进行开关。

9.根据权利要求1至7中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述开关控制电路根据流至所述电流检测用电阻的电流与目标电流值的差来输出频率可变的PFM信号，并对所述第1开关进行开关。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述开关控制电路由一个半导体集成电路构成。