CN108039829B - 一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，通过一个控制器同步控制至少两个多电平单相全桥电路，具体包括：控制器分别计算两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比；控制器对两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比进行组合编码，统一发送至FPGA；FPGA对组合编码进行解码，依据每个多电平单相全桥电路的开关矢量及占空比，发送命令信号至各个开关器件的驱动电路。本发明降低了双多电平同步控制全桥电路控制的复杂度，提高了控制的精度和鲁棒性。

Description

一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种双多电平同步控制方法。
背景技术
在大功率传动、高压直流输电等中高压大容量场合，需要较高电压和大电流的逆变器，而对于一般的全控型和半控型开关器件，其额定电压电流往往难以满足使用要求。目前工程实践中常用的提高逆变器输出容量的技术途径主要是多重化技术和多电平技术。其中，多电平控制技术由于具有开关损耗低、输出波形质量高、谐波含量少等诸多优点，一直受到国内外学者的广泛关注和研究。
通过对国内外相关文献的查阅，目前常见的多电平调制策略有载波SPWM调制和空间矢量PWM调制。载波SPWM开关负荷均衡，谐波特性较好，在较低的开关频率下可以实现较高等效开关频率的输出，但是其电压利用率比较低，多电平数字化实现困难。与SPWM相比，SVPWM具有电压利用率高、数字化控制实现简单等优点，得到了广泛的应用。
文献表明，目前基于SVPWM的多电平调制策略已经得到比较详尽的研究，并取得了很多有意义的成果。但是，关于多电平控制方法的研究较少，特别的，关于多个多电平逆变器同步控制方法研究的文献尚未查到。而在双多电平应用中，目前普遍采用的针对单个多电平进行独立控制的方法，往往带来了硬件成本高、控制复杂、精确度和鲁棒性差等问题。
发明内容：
为了克服上述背景技术的缺陷，本发明提供一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，以解决现有双多电平控制技术中成本高、控制复杂、控制精度和鲁棒性差等问题。
为了解决上述技术问题本发明所采用的技术方案为：
一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，通过一个控制器同步控制至少两个多电平单相全桥电路，具体包括：控制器分别计算两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比；控制器对两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比进行组合编码，统一发送至FPGA；FPGA对组合编码进行解码，依据每个多电平单相全桥电路的开关矢量及占空比，发送命令信号至各个开关器件的驱动电路。
较佳地，控制器分别计算两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比包括：定义单多电平单相全桥电路中的各个多电平逆变器开关状态，建立有效开关状态集，依据有效开关状态集建立开关矢量表，根据多电平逆变器给定电压计算期望电压矢量，根据单多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值判断单多电平单相全桥电路内部均压类型，根据目标电压矢量与上一周期终止电压矢量的大小关系，决定在本开关周期内开关矢量的切换次数，依据不同切换次数计算PWM开关矢量及占空比。
较佳地，定义单多电平单相全桥电路中的各个多电平逆变器开关状态包括：定义各个开关器件导通为1、关断为0，多电平逆变器共有2N种开关状态，N为逆变器的开关器件数量，从2N种开关状态中去除无效开关状态获取逆变器有效开关状态集。
较佳地，根据有效开关状态集，建立开关矢量表包括：依据多电平逆变器M种的不同输出电平，将有效开关状态分为M种，依据M种有效开关状态建立逆变器开关矢量表。
较佳地，根据逆变器给定电压计算期望电压矢量包括：获取多电平单相全桥电路直流母线电压和给定电压，给定电压与直流母线电压的比值即为期望电压矢量。
较佳地，根据多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值判断多电平单相全桥电路内部均压类型包括：获取多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值，判断两个分压电容的电压值之差是否不小于给定不平衡电压阈值，若是，则置内部不均使能标志为1，若否，则置内部不均使能标志为0；
较佳地，根据目标电压矢量与上一周期终止电压矢量的大小关系，决定在本开关周期内开关矢量的切换次数，包括：在当前开关周期内，
若目标电压矢量标幺值等于上一个开关周期的终止电压矢量标幺值，则本开关周期内不切换开关矢量，输出波形维持不变；
若目标电压矢量标幺值不等于上一开关周期的终止电压矢量标幺值，目标电压矢量标幺值与当前开关周期内起始电压矢量标幺值的符号相同，并且目标电压矢量标幺值的绝对值小于当前开关周期内起始电压矢量标幺值与电压矢量阈值之差的绝对值，则本开关周期内进行单次开关矢量切换，输出波形发生单次跳变；
若上述两种情形都不满足，则在开关周期内进行两次开关矢量切换，输出波形两次跳变。
较佳地，依据确定的不同切换次数计算PWM开关矢量及占空比，包括：
若本开关周期内不切换开关矢量，则选取上一开关周期的终止电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Ui
Uf＝Ui
Figure GDA0002124364540000041
本开关周期内进行单次开关矢量切换，则选取上一开关周期的终止电压矢量和当前开关周期内期望电压矢量所在区间两端的较小电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Ui
Uf＝Umin
Figure GDA0002124364540000051
若本开关周期内进行两次开关矢量切换，则选取上一开关周期的终止电压矢量和当前开关周期内期望电压矢量所在区间两端的两个电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Umax
Uf＝Umin
Figure GDA0002124364540000052
其中，上一开关周期终止电压矢量为Uflast，当前开关周期目标电压矢量为
Figure GDA0002124364540000053
Figure GDA0002124364540000054
所在区间的两个相邻基本电压矢量为Umax和Umin，|Umin|＜|Umax|，Umax为较大矢量，Umin为较小矢量；
Ui为当前开关周期内的起始电压矢量、Um为当前开关周期内的中间电压矢量，Uf为当前开关周期内的终止电压矢量，作用时间分别为Ti、Tm和Tf，开关周期为Ts。
较佳地，两个多电平单相全桥电路分别记为第一多电平单相全桥电路和第二多电平单相全桥电路，控制器分别对两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比进行组合编码，包括：
对两个多电平单相全桥电路的奇矢量进行组合编码，得到新奇矢量命令信号；
对两个多电平单相全桥电路的偶矢量进行组合编码，得到新偶矢量命令信号；
对第一多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的第一占空比命令信号；
对第二多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的第二占空比命令信号；
将新奇矢量命令信号、偶矢量命令信号、第一占空比命令信号和第二占空比命令信号打包成为组合编码。
较佳地，FPGA对组合编码进行解码包括：
获取新奇矢量命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路奇矢量和第二多电平单相全桥电路奇矢量；
获取新偶矢量命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路偶矢量和第二多电平单相全桥电路偶矢量；
获取第一占空比命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比；
获取第二占空比命令信号编码，并解码得到第二多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比。
本发明的有益效果在于：以双IGBT并联的二极管钳位型五电平逆变器单相全桥电路为研究对象，采用五电平空间矢量调制策略，同步控制两个五电平逆变器，实现一种双五电平同步控制方法。本发明中提出的双五电平同步控制实现了一个集中控制器同步控制两个五电平单相全桥电路，同时输出两个单相五电平电压。通过对左右H桥分别调用五电平SVPWM调制策略，计算得到各自的奇偶矢量及其占空比，再通过组合编码得到统一的命令信号编码，发送至FPGA。采用了一种改进的空间矢量脉宽调制策略，通过分析每一开关周期内开关矢量的切换次数，求取不同情形下对应的开关矢量和占空比，降低了开关频率，提高了等效开关频率，优化了调制效果。通过一个控制器同步控制两个五电平单相全桥电路，通过将左右H桥的开关矢量和占空比进行组合编码，统一发送至FPGA，再由FPGA进行解码，获取每个五电平H桥的开关矢量及占空比，实现了左右H桥的同步控制，减少了控制成本，降低了控制的复杂度，提高了控制的精度和鲁棒性。
附图说明
图1为本发明实施例双多电平单相全桥电路的电路拓扑图，
图2为本发明实施例本开关周期内开关矢量不切换时的脉冲波形图，
图3为本发明实施例本开关周期内开关矢量切换一次时的脉冲波形图，
图4为本发明实施例本开关周期内开关矢量切换两次时的脉冲波形图，
图5为本发明实施例集中控制器编码并发送命令信号至FPGA流程图，
图6为本发明实施例FPGA接收并解码命令信号的流程图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步的说明。
一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，通过一个控制器同步控制至少两个多电平单相全桥电路，具体包括：控制器分别计算两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比；控制器对两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比进行组合编码，统一发送至FPGA；FPGA对组合编码进行解码，依据每个多电平单相全桥电路的开关矢量及占空比，发送命令信号至各个开关器件的驱动电路。
较佳地，控制器分别计算两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比的包括：定义单多电平单相全桥电路中的各个多电平逆变器开关状态，建立有效开关状态集，依据有效开关状态集建立开关矢量表，根据多电平逆变器给定电压计算期望电压矢量，根据单多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值判断单多电平单相全桥电路内部均压类型，根据目标电压矢量与上一周期终止电压矢量的大小关系，决定在本开关周期内开关矢量的切换次数，依据不同切换次数计算PWM开关矢量及占空比。
较佳地，定义单多电平单相全桥电路中的各个多电平逆变器开关状态包括：定义各个开关器件导通为1、关断为0，多电平逆变器共有2N种开关状态，N为逆变器的开关器件数量，从2N种开关状态中去除无效开关状态获取逆变器有效开关状态集。
较佳地，根据有效开关状态集，建立开关矢量表包括：依据多电平逆变器M种的不同输出电平，将有效开关状态分为M种，依据M种有效开关状态建立逆变器开关矢量表。
较佳地，根据逆变器给定电压计算期望电压矢量包括：获取多电平单相全桥电路直流母线电压和给定电压，给定电压与直流母线电压的比值即为期望电压矢量。
较佳地，根据多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值判断多电平单相全桥电路内部均压类型包括：获取多电平单相全桥电内部两个分压电容的电压值，判断两个分压电容的电压值之差是否不小于给定不平衡电压阈值，若是，则置内部不均使能标志为1，若否，则置内部不均使能标志为0；
较佳地，根据目标电压矢量与上一周期终止电压矢量的大小关系，决定在本开关周期内开关矢量的切换次数，包括：在当前开关周期内，
若目标电压矢量标幺值等于上一个开关周期的终止电压矢量标幺值，则本开关周期内不切换开关矢量，输出波形维持不变；
若目标电压矢量标幺值不等于上一开关周期的终止电压矢量标幺值，目标电压矢量标幺值与当前开关周期内起始电压矢量标幺值的符号相同，并且目标电压矢量标幺值的绝对值小于当前开关周期内起始电压矢量标幺值与电压矢量阈值之差的绝对值，则本开关周期内进行单次开关矢量切换，输出波形发生单次跳变；
若上述两种情形都不满足，则在开关周期内进行两次开关矢量切换，输出波形两次跳变。
较佳地，依据确定的不同切换次数计算PWM开关矢量及占空比，包括：
若本开关周期内不切换开关矢量，则选取上一开关周期的终止电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Ui
Uf＝Ui
Figure GDA0002124364540000101
本开关周期内进行单次开关矢量切换，则选取上一开关周期的终止电压矢量和当前开关周期内期望电压矢量所在区间两端的较小电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Ui
Uf＝Umin
Figure GDA0002124364540000102
若本开关周期内进行两次开关矢量切换，则选取上一开关周期的终止电压矢量和当前开关周期内期望电压矢量所在区间两端的两个电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Umax
Uf＝Umin
Figure GDA0002124364540000103
其中，上一开关周期终止电压矢量为Uflast，当前开关周期目标电压矢量为
Figure GDA0002124364540000104
Figure GDA0002124364540000105
所在区间的两个相邻基本电压矢量为Umax和Umin，|Umin|＜|Umax|；
Ui为当前开关周期内的起始电压矢量、Um为当前开关周期内的中间电压矢量，Uf为当前开关周期内的终止电压矢量，作用时间分别为Ti、Tm和Tf，开关周期为Ts。
较佳地，两个多电平单相全桥电路分别记为第一多电平单相全桥电路和第二多电平单相全桥电路，控制器分别对两个多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比进行组合编码，包括：
对两个多电平单相全桥电路的奇矢量进行组合编码，得到新奇矢量命令信号；
对两个多电平单相全桥电路的偶矢量进行组合编码，得到新偶矢量命令信号；
对第一多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的第一占空比命令信号；
对第二多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的第二占空比命令信号；
将新奇矢量命令信号、偶矢量命令信号、第一占空比命令信号和第二占空比命令信号打包成为组合编码。
较佳地，FPGA对组合编码进行解码包括：
获取新奇矢量命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路奇矢量和第二多电平单相全桥电路奇矢量；
获取新偶矢量命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路偶矢量和第二多电平单相全桥电路偶矢量；
获取第一占空比命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比；
获取第二占空比命令信号编码，并解码得到第二多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比。
本实施例以双五电平全桥电路为例对本发明的具体方案进行说明，如图1所示，应用IGBT并联的二极管钳位型五电平逆变器H桥拓扑结构。两个双多电平全桥电路的电路结构完全相同，第一多电平单相全桥电路记为左H桥，第二多电平单相全桥电路记为右H桥。
在左H桥电路中，包括
1个直流电压源VLdc，
2个分压电容CL1CL2，
16个IGBT开关管
SL1SL2SL3SL4SL5SL6SL7SL8(SL1SL2SL3SL4SL5SL6SL7SL8)，
8个二极管DL1DL2DL3DL4(DL1DL2DL3DL4)；
在右H桥电路中，包括
1个直流电压源VRdc，
2个分压电容CR1CR2，
16个IGBT开关管
SR1SR2SR3SR4SR5SR6SR7SR8(SR1SR2SR3SR4SR5SR6SR7SR8)，
8个二极管DR1DR2DR3DR4(DR1DR2DR3DR4)。
其中，每个IGBT开关管反向并联一个二极管；
其中，每个IGBT开关管各并联一个相同编号的IGBT开关管，每个二极管各并联一个相同编号的二极管；
其中，2个分压电容串联接到直流电压源的两端；
对于左H桥，定义串联电容CL1的正端为与直流电源正极相连接的一端，串联电容CL2的负端为与直流电源负极相连接的一端，串联电容CL1的负端与串联电容CL2的正端相连接；
其中，左H桥由两个三电平半桥单元组成，即左桥臂和右桥臂，每个桥臂由4个开关管和2个二极管组成(不计并联管)；
对于左桥臂的4个开关管SL1SL2SL3SL4，SL1的A极连接至电源正极，SL1的K极连接至SL2的A极，SL2的K极连接至SL3的A极，SL3的K极连接至SL4的A极，SL4的K极连接至电源负极；
对于右桥臂的4个开关管SL5SL6SL7SL8，SL5的A极连接至电源正极，SL5的K极连接至SL6的A极，SL6的K极连接至SL7的A极，SL7的K极连接至SL8的A极，SL8的K极连接至电源负极；
对于左桥臂的2个二极管DL1DL2，DL1的A极连接至串联电容CL1CL2的中点O，DL1的K极连接至SL1SL2的中点，DL2的A极连接至SL3SL4的中点，DL2的K极连接至串联电容CL1CL2的中点O；
对于右桥臂的2个二极管DL3DL4，DL3的A极连接至串联电容CL1CL2的中点O，DL3的K极连接至SL5SL6的中点，DL4的A极连接至SL7SL8的中点，DL4的K极连接至串联电容CL1CL2的中点O；
其中，每个H桥的右桥臂中点引出为AL端，左桥臂中点引出为NAL端；
右H桥的连接方式与左H桥相同。
本实施例所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，应用于双五电平逆变器全桥电路，具体包括如下步骤
步骤S1，集中控制器计算左右H桥的开关矢量及其占空比，本实施例采用的五电平SVPWM调制策略设计如下：
步骤S11，定义单H桥五电平逆变器开关状态
采用四位二进制数变量描述三电平半桥单元的开关状态：
Figure GDA0002124364540000131
采用两位十六进制数变量描述五电平逆变器全桥单元的开关状态：
Figure GDA0002124364540000132
Figure GDA0002124364540000141
步骤S12，建立开关矢量表
采用四位十六进制数变量分别建立左H桥和右H桥的PWM开关矢量表如下：
SVtable_L[5][2]＝{
{0XC300,0XC300}
{0X6300,0XC600}
{0X6600,0X6600}
{0X6C00,0X3600}
{0X3C00,0X3C00}}
SVtable_R[5][2]＝{
{0X00C3,0X00C3}
{0X0063,0X00C6}
{0X0066,0X0066}
{0X006C,0X0036}
{0X003C,0X003C}}
步骤S13，计算期望电压矢量
首先获取H桥直流母线电压VDC和给定电压Vref，计算给定电压的标幺值：
Figure GDA0002124364540000142
若给定电压标幺值的绝对值大于1，则置过调制标志状态为1，同时调整该标幺值如下：
Figure GDA0002124364540000151
步骤S14，判断H桥内部均压类型
对于左H桥，首先获得H桥内部两个分压电容的电压值VCL1、VCL2，对于给定不平衡电压阈值UBVT，如果两个分压电容的电压值之差不小于不平衡电压阈值，则置内部不均使能标志为1，并计算内部均压代码InternalCode。
具体的，获取交流输出电流Current。
若Current≥0，则在逆变器内部电流从NAL流向AL，分两种情况讨论：
(1)若VCL1＞VCL2，内部均压代码InternalCode＝0；
(2)若VCL1＜VCL2，内部均压代码InternalCode＝1；
若Current＜0，则在逆变器内部电流从AL流向NAL，分两种情况讨论：
(1)若VCL1＞VCL2，内部均压代码InternalCode＝1；
(2)若VCL1＜VCL2，内部均压代码InternalCode＝0。
右H桥内部均压类型判断方法与左H桥相同。
步骤S15，判断开关矢量切换次数
在空间矢量脉宽调制技术中，一般每个开关周期内，开关矢量切换次数不能太多，因为过多的开关矢量切换将大大增加功率器件的开关次数，增加器件的开关损耗。
具体的，图2至图4的相关变量定义如下：
Vinitial：起始电压矢量标幺值
Vfinal：终止电压矢量标幺值
Vref_com：目标电压矢量标幺值
MINFVCOM：电压矢量标幺值差值阈值
具体的，根据目标电压矢量与当前工作电压矢量的大小关系，判断在一个开关周期内开关矢量切换次数，包括如下三种情形：
(1)无切换
在当前开关周期内，如果目标电压矢量标幺值恰好等于上一个开关周期的终止电压矢量标幺值，那么不需要切换开关矢量，输出波形维持不变。其满足条件为：
Vinitial-MINFVCOM≤Vref_com≤Vinitial+MINFVCOM
(2)单次切换
在当前开关周期内，如果目标电压矢量标幺值不等于上一开关周期的终止电压矢量标幺值，目标电压矢量标幺值与当前开关周期内起始电压矢量标幺值的符号相同，并且目标电压矢量标幺值的绝对值小于当前开关周期内起始电压矢量标幺值与电压矢量阈值之差的绝对值，则进行单次切换。其满足条件为：
Vref_com×Vinitial＞0
|Vref_com|＜|Vinitial-MINFVCOM|
(3)两次切换
在当前开关周期内，如果目标电压矢量标幺值既不满足无切换情形的条件，也不满足单次切换情形的条件，则进行两次切换。
步骤S16，计算PWM开关矢量及占空比
具体的，图2至图4相关变量定义如下：
Vodd：奇矢量标幺值
Veven：偶矢量标幺值
其中，将每个开关周期分成两个相等时长的半周期，前半周期被称为奇周期，后半周期被称为偶周期；奇周期中的电压矢量被称为奇矢量；偶周期中的电压矢量被称为偶矢量。
下面对左H桥和右H桥分别计算开关矢量和占空比。
具体的，更新当前开关周期的起始电压矢量标幺值，也就是上一开关周期的终止电压矢量标幺值：
Vinitial＝Vfinal
具体的，根据步骤5判断的开关矢量切换次数，更新当前开关周期的终止电压矢量标幺值：
(1)无切换
Vfinal＝Vinitial
(2)单次切换
Figure GDA0002124364540000171
(3)两次切换
Figure GDA0002124364540000172
具体的，根据步骤5判断的开关矢量切换次数，更新当前开关周期的奇偶矢量及其对应的占空比：
(1)无切换
在内部不均使能标志为0时，更新当前开关周期奇矢量：
Vodd＝Veven
在内部不均使能标志为1时，更新当前开关周期奇矢量：
Vodd＝SVtable[2+int(Vfinal×2)][InternalCode]
更新当前开关周期偶矢量：
Veven＝Vodd
更新当前开关周期奇偶矢量的占空比：
PWMDutyCycleodd＝TCOUNT3
PWMDutyCycleeven＝FOURTHTCOUNT
(2)单次切换
计算中间变量占空比：
IMVcount＝TCOUNT×(Vref_com-Vfinal)/(Vinitial-Vfinal)若IMVcount＞HALFTCOUNT，则：
IMVcount＝min(IMVcount,TCOUNT-MINTCOUNT)
在内部不均使能标志为0时，更新当前开关周期奇矢量：
Vodd＝Veven
在内部不均使能标志为1时，更新当前开关周期奇矢量：
Vodd＝SVtable[2+int(Vinitial×2)][InternalCode]
更新当前开关周期偶矢量：
Veven＝SVtable[2+int(Vfinal×2)][InternalCode]
更新当前开关周期奇偶矢量的占空比：
PWMDutyCycleodd＝TCOUNT3
PWMDutyCycleeven＝TCOUNT-IMVcount+2
若IMVcount≤HALFTCOUNT，则：
IMVcount＝max(IMVcount,MINTCOUNT)
更新当前开关周期奇偶矢量及其占空比：
Vodd＝SVtable[2+int(Vfinal×2)][InternalCode]
Veven＝Vodd
PWMDutyCycleodd＝IMVcount+2
PWMDutyCycleeven＝FOURTHTCOUNT
(3)两次切换
若Vref_com≥Vinitial，则：
如果给定电压矢量标幺值等于1，更新奇偶矢量及其占空比：
Vodd＝0X3C00
Veven＝0X3C00
PWMDutyCycleodd＝MINTCOUNT/2+2
PWMDutyCycleeven＝FOURTHTCOUNT
如果给定电压矢量标幺值不等于1，更新奇偶矢量及其占空比：
计算中间变量奇偶计数值：
OddCount＝HALFTCOUNT×(Vref_com-(Vfinal+0.5))/(Vinitial-(Vfinal+0.5))EvenCount＝HALFTCOUNT×(Vref_com-Vfinal)/((Vfinal+0.5)-Vfinal)
进行最小占空比、最大占空比限制：
Figure GDA0002124364540000191
Figure GDA0002124364540000201
更新当前开关周期奇偶矢量及其占空比：
Vodd＝SVtable[2+int(Vfinal×2+1)][InternalCode]
Veven＝SVtable[2+int(Vfinal×2)][InternalCode]
PWMDutyCycleodd＝OddCount+2
PWMDutyCycleeven＝HALFTCOUNT-EvenCount+2
若Vref_com＜Vinitial，则：
如果给定电压矢量标幺值等于-1，更新奇偶矢量及其占空比：
Vodd＝0XC300
Veven＝0XC300
PWMDutyCycleodd＝MINTCOUNT/2+2
PWMDutyCycleeven＝FOURTHTCOUNT
如果给定电压矢量标幺值不等于-1，更新奇偶矢量及其占空比：
计算中间变量奇偶计数值：
OddCount＝HALFTCOUNT×(Vref_com-(Vfinal-0.5))/(Vinitial-(Vfinal-0.5))
EvenCount＝HALFTCOUNT×(Vref_com-Vfinal)/((Vfinal-0.5)-Vfinal)
进行最小占空比、最大占空比限制：
Figure GDA0002124364540000202
Figure GDA0002124364540000211
更新当前开关周期奇偶矢量及其占空比：
Vodd＝SVtable[2+int(Vfinal×2-1)][InternalCode]
Veven＝SVtable[2+int(Vfinal×2)][InternalCode]
PWMDutyCycleodd＝OddCount+2
PWMDutyCycleeven＝HALFTCOUNT-EvenCount+2
其中，TCOUNT为一个开关周期的计数值；TCOUNT3为占空比常数设定值；HALFTCOUNT为半开关周期的计数值；FOURTHTCOUNT为四分之一开关周期的计数值；MINTCOUNT为占空比下限阈值；MAXTCOUNT为占空比上限阈值。
步骤S2，集中控制器对开关矢量和占空比进行编码，发送给FPGA。
具体的，记步骤S1中计算得到的开关矢量和占空比如下：
OddVector_left：左H桥奇矢量
EvenVector_left：左H桥偶矢量
OddVector_right：右H桥奇矢量
EvenVector_right：右H桥偶矢量
PWMDutyCycle_odd_left：左H桥奇矢量占空比
PWMDutyCycle_even_left：左H桥偶矢量占空比
PWMDutyCycle_odd_right：右H桥奇矢量占空比
PWMDutyCycle_even_right：右H桥偶矢量占空比
其中，奇偶矢量及其占空比计算结果都以四位十六进制数保存。
参见图5，集中控制器发送命令信号的主要步骤为：
步骤S21，对左H桥和右H桥的奇矢量进行组合编码，得到新的奇矢量命令信号。
具体的，步骤(一)中计算得到的左H桥奇矢量OddVector_left为0XMLNL00形式的四位十六进制数，右H桥奇矢量OddVector_right为0X00MRNR形式的四位十六进制数，对两者进行组合编码：
OddVector＝OddVector_left|OddVector_right
＝0XMLNL00|0X00MRNR
＝0XMLNLMRNR
其中，OddVector为组合编码后的奇矢量；MN为十六进制数。
步骤S22，对左H桥和右H桥的偶矢量进行组合编码，得到新的偶矢量命令信号。
具体的，步骤(一)中计算得到的左H桥偶矢量EvenVector_left为0XPLQL00形式的四位十六进制数，右H桥偶矢量EvenVector_right为0X00PRQR形式的四位十六进制数，对两者进行组合编码：
EvenVector＝EvenVector_left|EvenVector_right
＝0XPLQL00|0X00PRQR
＝0XPLQLPRQR
其中，EvenVector为组合编码后的偶矢量；PQ为十六进制数。
步骤S23，对左H桥奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的左H桥占空比命令信号。
具体的，步骤(一)中计算得到的左H桥奇矢量PWMDutyCycle_odd_left的占空比为0XJLKL00形式的四位十六进制数，左H桥偶矢量PWMDutyCycle_even_left的占空比为0X00SLTL形式的四位十六进制数，对两者进行组合编码：
PWMDutyCycle_left＝PWMDutyCycle_odd_left|PWMDutyCycle_even_left
＝0XJLKL00|0X00SLTL
＝0XJLKLSLTL
其中，PWMDutyCycle_left为左H桥编码后的奇偶矢量占空比；JKST为十六进制数。
步骤S24，对右H桥奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的右H桥占空比命令信号。
具体的，步骤S1，中计算得到的右H桥奇矢量PWMDutyCycle_odd_right的占空比为0XJRKR00形式的四位十六进制数，右H桥偶矢量PWMDutyCycle_even_right的占空比为0X00SRTR形式的四位十六进制数，对两者进行组合编码：
PWMDutyCycle_right＝PWMDutyCycle_odd_right|PWMDutyCycle_even_right
＝0XJRKR00|0X00SRTR
＝0XJRKRSRTR
其中，PWMDutyCycle_right为右H桥编码后的奇偶矢量占空比；JKST为十六进制数。
步骤S25，将编码后的命令信号打包发送给FPGA。
具体的，定义集中控制器要发送的命令信号数据包为TxData。
将奇矢量编码信号封装至数据包TxData：
TxData[0]＝OddVector＝0XMLNLMRNR
将偶矢量编码信号封装至数据包TxData：
TxData[1]＝EvenVector＝0XPLQLPRQR
将左H桥编码后的奇偶矢量占空比封装至数据包TxData：
TxData[2]＝PWMDutyCycle_left＝0XJLKLSLTL
将右H桥编码后的奇偶矢量占空比封装至数据包TxData：
TxData[3]＝PWMDutyCycle_right＝0XJRKRSRTR
步骤S3，FPGA接收并进行解码，得到开关矢量和占空比。
参见图6，FPGA接收命令信号的主要步骤为：
步骤S31，接收集中控制器发送的命令信号编码。
具体的，定义FPGA接收到的命令信号编码为RxData。
步骤S32，获取奇矢量信号编码，并解码得到左右H桥的奇矢量。
具体的，获取奇矢量信号编码OddVector_code：
OddVector_code＝RxData[0]
对奇矢量信号编码进行解码，由编码规则可知，左H桥的奇矢量为四位十六进制数OddVector_code的高两位；右H桥的奇矢量为四位十六进制数OddVector_code的低两位，解码公式为：
OddVector_left＝OddVector_code&0XFF00
OddVector_right＝OddVector_code&0X00FF
步骤S33，获取偶矢量信号编码，并解码得到左右H桥的偶矢量。
具体的，获取偶矢量信号编码EvenVector_code：
EvenVector_code＝RxData[1]
对偶矢量信号编码进行解码，由编码规则可知，左H桥的偶矢量为四位十六进制数EvenVector_code的高两位；右H桥的偶矢量为四位十六进制数EvenVector_code的低两位，解码公式为：
EvenVector_left＝EvenVector_code&0XFF00
EvenVector_right＝EvenVector_code&0X00FF
步骤S34，获取左H桥占空比信号编码，并解码得到左H桥奇矢量和偶矢量的占空比。
具体的，获取左H桥占空比信号编码PWMDutyCycle_left_code：
PWMDutyCycle_left_code＝RxData[2]
对左H桥占空比信号编码进行解码，由编码规则知，左H桥的奇矢量占空比为四位十六进制数PWMDutyCycle_left_code的高两位；左H桥的偶矢量占空比为四位十六进制数PWMDutyCycle_left_code的低两位，解码公式为：
PWMDutyCycle_odd_left＝PWMDutyCycle_left_code&0XFF00
PWMDutyCycle_even_left＝PWMDutyCycle_left_code&0X00FF
步骤S35，获取右H桥占空比信号编码，并解码得到右H桥奇矢量和偶矢量的占空比。
具体的，获取右H桥占空比信号编码PWMDutyCycle_right_code：
PWMDutyCycle_right_code＝RxData[3]
对右H桥占空比信号编码进行解码，由编码规则可知，右H桥的奇矢量占空比为四位十六进制数PWMDutyCycle_right_code的高两位；右H桥的偶矢量占空比为四位十六进制数PWMDutyCycle_right_code的低两位，解码公式为：
PWMDutyCycle_odd_right＝PWMDutyCycle_right_code&0XFF00
PWMDutyCycle_even_right＝PWMDutyCycle_right_code&0X00FF
应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (10)

1.一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，通过一个控制器同步控制两个多电平单相全桥电路，具体包括：所述控制器分别计算两个所述多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比；所述控制器对两个所述多电平单相全桥电路的所述开关矢量和所述占空比进行组合编码，统一发送至FPGA；所述FPGA对所述组合编码进行解码，依据每个所述多电平单相全桥电路的所述开关矢量及所述占空比，发送命令信号至各个开关器件的驱动电路。
2.根据权利要求1所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，所述控制器分别计算两个所述多电平单相全桥电路的开关矢量和占空比包括：定义单所述多电平单相全桥电路中的各个多电平逆变器开关状态，建立有效开关状态集，依据所述有效开关状态集建立开关矢量表，根据多电平逆变器给定电压计算期望电压矢量，根据单所述多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值判断单所述多电平单相全桥电路内部均压类型，根据目标电压矢量与上一周期终止电压矢量的大小关系，决定在本开关周期内开关矢量的切换次数，依据不同切换次数计算PWM开关矢量及占空比。
3.根据权利要求2所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，定义单所述多电平单相全桥电路中的各个多电平逆变器开关状态包括：定义各个所述开关器件导通为1、关断为0，所述多电平逆变器共有2N种开关状态，N为逆变器的开关器件数量，从2N种开关状态中去除无效开关状态获取逆变器有效开关状态集。
4.根据权利要求3所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，根据所述有效开关状态集，建立开关矢量表包括：依据多电平逆变器M种的不同输出电平，将有效开关状态分为M种，依据M种有效开关状态建立所述逆变器开关矢量表。
5.根据权利要求4所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，所述根据逆变器给定电压计算期望电压矢量包括：获取所述多电平单相全桥电路直流母线电压和给定电压，所述给定电压与所述直流母线电压的比值即为所述期望电压矢量。
6.根据权利要求5所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，根据所述多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值判断所述多电平单相全桥电路内部均压类型包括：获取所述多电平单相全桥电路内部两个分压电容的电压值，判断两个分压电容的电压值之差是否不小于给定不平衡电压阈值，若是，则置内部不均使能标志为1，若否，则置内部不均使能标志为0。
7.根据权利要求6所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，所述根据目标电压矢量与上一周期终止电压矢量的大小关系，决定在本开关周期内开关矢量的切换次数，包括：在当前开关周期内，
若目标电压矢量标幺值等于上一个开关周期的终止电压矢量标幺值，则本开关周期不切换开关矢量，输出波形维持不变；
若目标电压矢量标幺值不等于上一开关周期的终止电压矢量标幺值，目标电压矢量标幺值与当前开关周期内起始电压矢量标幺值的符号相同，并且目标电压矢量标幺值的绝对值小于当前开关周期内起始电压矢量标幺值与电压矢量阈值之差的绝对值，则本开关周期内进行单次开关矢量切换，输出波形发生单次跳变；
若上述两种情形都不满足，则在开关周期内进行两次开关矢量切换，输出波形发生两次跳变。
8.根据权利要求7所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，所述依据确定的不同切换次数计算PWM开关矢量及占空比，包括：
若本开关周期内不切换开关矢量，则选取上一开关周期的终止电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Ui
Uf＝Ui
Figure FDA0002354172820000031
本开关周期内进行单次开关矢量切换，则选取上一开关周期的终止电压矢量和当前开关周期内期望电压矢量所在区间两端的较小电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Ui
Uf＝Umin
Figure FDA0002354172820000041
若本开关周期内进行两次开关矢量切换，则选取上一开关周期的终止电压矢量和当前开关周期内期望电压矢量所在区间两端的两个电压矢量作为当前周期的输出电压矢量即开关矢量：
Ui＝Uflast
Um＝Umax
Uf＝Umin
Figure FDA0002354172820000042
其中，上一开关周期终止电压矢量为Uflast，当前开关周期目标电压矢量为
Figure FDA0002354172820000043
所在区间的两个相邻基本电压矢量为Umax和Umin，|Umin|＜|Umax|；
Ui为当前开关周期内的起始电压矢量、Um为当前开关周期内的中间电压矢量，Uf为当前开关周期内的终止电压矢量，作用时间分别为Ti、Tm和Tf，开关周期为Ts。
9.根据权利要求1-8任一项所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，两个所述多电平单相全桥电路分别记为第一多电平单相全桥电路和第二多电平单相全桥电路，所述控制器分别对两个所述多电平单相全桥电路的所述开关矢量和所述占空比进行组合编码，包括：
对两个所述多电平单相全桥电路的奇矢量进行组合编码，得到新奇矢量命令信号；
对两个所述多电平单相全桥电路的偶矢量进行组合编码，得到新偶矢量命令信号；
对所述第一多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的第一占空比命令信号；
对所述第二多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比进行组合编码，得到新的第二占空比命令信号；
将所述新奇矢量命令信号、所述新偶矢量命令信号、所述第一占空比命令信号和所述第二占空比命令信号打包成为所述组合编码。
10.根据权利要求1-8任一项所述的一种用于脉冲功率逆变器的双多电平同步控制方法，其特征在于，所述FPGA对所述组合编码进行解码包括：
获取新奇矢量命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路奇矢量和第二多电平单相全桥电路奇矢量；
获取新偶矢量命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路偶矢量和第二多电平单相全桥电路偶矢量；
获取第一占空比命令信号编码，并解码得到第一多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比；
获取第二占空比命令信号编码，并解码得到第二多电平单相全桥电路奇矢量和偶矢量的占空比。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111103829B (zh) * 2019-12-11 2024-05-17 旋智电子科技（上海）有限公司 一种电机控制装置和方法
CN113300625B (zh) * 2021-06-08 2022-07-05 中车大连电力牵引研发中心有限公司 一种通用两电平或三电平逆变器驱动***

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102255532A (zh) * 2011-07-07 2011-11-23 河北省电力研究院 单相多电平pwm变换器的并联结构
CN103746582A (zh) * 2013-12-30 2014-04-23 华为技术有限公司 并联型多电平逆变器控制方法及并联型多电平逆变器
CN104935196A (zh) * 2015-07-06 2015-09-23 中国矿业大学 双三电平逆变器***零序电压消除的空间矢量调制方法
CN105680712A (zh) * 2016-03-24 2016-06-15 山东大学 Shepwm控制电路、两台t型三电平shepwm逆变器并联***及其方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8441826B2 (en) * 2011-01-31 2013-05-14 Tesla Motors, Inc. Fast switching for power inverter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102255532A (zh) * 2011-07-07 2011-11-23 河北省电力研究院 单相多电平pwm变换器的并联结构
CN103746582A (zh) * 2013-12-30 2014-04-23 华为技术有限公司 并联型多电平逆变器控制方法及并联型多电平逆变器
CN104935196A (zh) * 2015-07-06 2015-09-23 中国矿业大学 双三电平逆变器***零序电压消除的空间矢量调制方法
CN105680712A (zh) * 2016-03-24 2016-06-15 山东大学 Shepwm控制电路、两台t型三电平shepwm逆变器并联***及其方法

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