CN107852084A - 开关式电源补偿回路 - Google Patents

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Abstract

提供了布置成生成用于控制开关式电源SMPS的输出电压的控制信号SD的控制器，SMPS基于SD和振荡参考信号SRef来控制它的切换。控制器包括：采样模块（150），所述采样模块以高于SRef的频率的频率将指示SMPS的输出电压的信号采样；滤波器模块（160），所述滤波器模块滤出所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号SF；以及布置成基于SF生成SD的PID控制器。PID控制器包括：第一组件，所述第一组件以因子Kp来缩放SF的样本值以生成第一组件信号；降采样模块（170‑2），所述降采样模块通过以SRej的频率采样基于所采样的信号的信号来生成降采样的信号SDC；存储模块（170‑4），所述存储模块存储SDC的值；第二组件，所述第二组件通过演算因子Kd和差异信号的积的值来生成第二组件信号，差异信号是SF中的每个样本值和所存储的值之间的差异。PID控制器被布置使得差异信号的每个值表示基于由采样模块（150）在参考信号的周期期间所得到的相应一个或更多样本的SF的相应值和基于由采样模块（150）在前面的周期中所得到的样本的SDC的值之间的差异；第三组件，所述第三组件以因子Ki来缩放SDC，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及求和模块，所述求和模块通过将第一、第二和第三组件信号求和来生成SD。

Description

开关式电源补偿回路
技术领域
本发明一般涉及开关式（switched mode）电源（有时被称为开关式（switch/switching mode）电源）的领域并更具体地涉及被用于调节电源的输出电压的开关式电源的反馈控制回路。
背景技术
开关式电源（SMPS）是公知类型的功率转换器，其由于它的小尺寸和重量以及高效率而具有多样范围的应用，例如在个人计算机和诸如行动电话的便携式电子装置中。SMPS通过以下操作来实现这些优势：利用切换的占空比或频率由反馈回路（也广泛地被称为“补偿回路”或“反馈电路”）调整来以高频（通常几十或几百kHz）切换一个或更多开关元件（诸如功率MOSFET）以将输入电压转换成期望的输出电压。SMPS可采取整流器（AC/DC转换器）、DC/DC转换器、变频器（AC/AC）或逆变器（DC/AC）的形式。
反馈回路典型地包括控制器，其生成（基于SMPS的输出电压并根据通过一个或更多控制定律参数来定义的控制定律）用于调节SMPS的开关元件的切换占空比或切换频率控制信号以将SMPS的输出电压保持在预确定的值的附近。例如，SMPS可包括比例积分微分（PID）控制器，其根据通过PID控制器中的P、I和D控制参数集合的值来表征的PID控制定律来调节开关元件的占空比（或切换频率，根据具体情况而定）以保持SMPS的输出电压恒定。
常规SMPS典型地利用周期性参考信号和已由它的PID控制器所生成的占空比控制信号来生成用于开启和关闭它的驱动链中的开关元件的驱动信号。在所谓的尼奎斯特采样的（Nyquist-sampled）控制器中（其中输出电压采样率和SMPS切换频率是相同的），指示占空比值的占空比控制信号在参考信号的一个周期期间使用在这个周期所得到的输出电压的样本来生成，并然后被用于控制下个周期中的开关元件的切换。常规SMPS典型地使用脉宽调制（PWM）来为开关元件生成驱动信号，其中占空比控制信号被与参考信号相比较，并且开关元件的状态在那个比较的基础上来被控制。
例如，SMPS可采用数字PWM（DPWM）以基于参考信号和由PID控制器所生成的占空比控制信号之间的比较来驱动开关元件。例如，在SMPS采用双边缘调制的情况下，如图1中所示出的，参考信号可以以三角波形的形式来提供。在图1中，要在周期P1（开始于时间t=T1）中被使用的占空比控制信号SD的值S1在周期P0期间被生成。SMPS的DPWM将占空比控制信号SD与参考信号SRef相比较，并基于那个比较来为开关元件生成驱动信号SDrive。在图1的示例中，在SD超过SRef时，驱动信号SDrive处于高位，并且开关元件因此被开启。
在以上所描述的常规SMPS中，在占空比控制信号值的演算和根据那个值的开关元件的切换之间存在参考信号的大约一个周期的延迟。这个延迟导致例如在负载瞬变响应方面降低SMPS的性能的相位损失。
由于在过去已经可用的快速数字信号处理（DSP）电路和快速模拟到数字转换器（ADC）的相对高地功率耗用和硅面积，以上所描述的常规类型的SMPS控制器已经继续成为工业标准，不管以上概述的性能限制。然而，允许高速ADC和高速DSP被实现的CMOS工艺的领域中的技术性改进已经揭示以可负担的成本改进SMPS性能的可能性。更具体地，已经被开发的所谓的多速率控制器以是参考信号频率N倍的频率将反馈信号（例如，指示输出电压和参考信号之间的差异的误差信号）采样，并使用这个过采样的信号连同以更低频率采样的一个或更多其它信号来在参考信号的每个周期期间将开关元件切换多次（而不是一次，如在常规SMPS的情况中，其的操作在图1中被示出），因此降低前述的相位损失。
为了实现良好的反馈回路响应并避免振荡，多速率SMPS控制器典型地采用衰减从SMPS的输出端传播到反馈回路的通常的电压纹波的过滤过程。电压纹波是SMPS的输出电压中的大体上周期性的振荡，其相对于SMPS的输出电压典型地是小的，并且其可作为通过SMPS的输出滤波器的输出交替波形的不完全的抑制的结果而发生。常规数字SMPS控制器通常使用适当配置的有限脉冲响应（FIR）或无限脉冲响应（IIR）滤波器（例如移动平均滤波器或抽选滤波器）通过将SMPS的输出电压（或误差信号，根据具体情况而定）过采样并并且操纵过采样的信号来衰减纹波成分。此类过滤过程促使过采样的信号的电压纹波成分被抑制，因此允许低带宽信号（即，由于瞬变的电压偏差）被得到以用于在输出电压调节中的使用。
发明内容
本发明人已经设计了用于以简单的方式生成用于控制SMPS的输出电压的占空比控制信号的多速率控制器，其自然地有助于例如增益调度应用。
更具体地，本发明人已经设计了一种布置成生成用于控制SMPS的输出电压的占空比控制信号的控制器，SMPS布置成基于占空比控制信号和振荡参考信号来控制它的切换。控制器包括：采样模块，布置成以高于参考信号的频率的频率将指示所述SMPS的输出电压的信号采样；滤波器模块，布置成滤出所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号；以及比例积分微分PID控制器，布置成基于过滤的信号来生成占空比控制信号。PID控制器包括：第一组件，布置成以第一缩放因子来缩放过滤的信号的样本值以生成第一组件信号；降采样模块，布置成通过以参考信号的频率将基于所采样的信号的信号采样来生成降采样的信号；存储模块，布置成存储降采样的信号的值；第二组件，布置成通过演算第二缩放因子和差异信号的积的值来生成第二组件信号，第二组件布置成通过演算过滤的信号中的每个样本值与降采样的信号的所存储的值之间的差异来演算差异信号，PID控制器被布置使得差异信号的每个值表示基于由采样模块在参考信号的周期期间所得到的相应一个或更多样本的过滤的信号的相应值和基于由采样模块在参考信号的前面的周期中所得到的至少一个样本的降采样的信号的值之间的差异；第三组件，布置成以第三缩放因子来缩放降采样的信号，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及求和模块，布置成通过将第一、第二和第三组件信号求和来生成占空比控制信号。
本发明人已经进一步设计了一种布置成生成用于控制SMPS的输出电压的占空比控制信号的控制器，SMPS布置成基于占空比控制信号和振荡参考信号来控制它的切换。控制器包括：采样模块，布置成以高于参考信号的频率的频率将指示SMPS的输出电压的信号采样；滤波器模块，布置成滤出所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号；以及比例积分微分PID控制器，布置成基于过滤的信号来生成占空比控制信号。PID控制器包括：第一组件，布置成以第一缩放因子来缩放过滤的信号的样本值以生成第一组件信号；降采样模块，布置成通过以参考信号的频率将基于所采样的信号的信号采样来生成降采样的信号；存储模块，布置成存储降采样的信号的值；第二组件，布置成通过演算第二缩放因子与降采样的信号的所存储的值的积的值来生成第二组件信号；第三组件，布置成以第三缩放因子来缩放降采样的信号，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及组合模块，布置成通过演算第二组件信号与第一和第三组件信号的和之间的差异来生成占空比控制信号，PID控制器被布置使得差异的每个演算的值表示以下项之间的差异：（i） 基于由采样模块（150）在参考信号的周期期间所得到的相应一个或更多样本的第一组件信号的相应值与已经由降采样模块在参考信号的前面的周期中所得到的所缩放的、降采样的信号的累计的值的第三组件信号的相应值的和；以及（ii）基于由采样模块在参考信号的前面的周期中所得到的至少一个样本的第二组件信号的值。
本发明人已经进一步设计了包括如以上所阐明的控制器的开关式电源。
本发明人已经进一步设计了一种生成用于控制SMPS的输出电压的占空比控制信号的方法，SMPS布置成基于占空比控制信号和振荡参考信号来控制它的切换。方法包括：以高于参考信号的频率的频率将指示SMPS的输出电压的信号采样；滤出所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号；以及基于过滤的信号来生成占空比控制信号。占空比控制信号通过以下操作来生成：以第一缩放因子来缩放过滤的信号的样本值以生成第一组件信号；通过以参考信号的频率将基于所采样的信号的信号采样来生成降采样的信号；存储降采样的信号的值；通过演算第二缩放因子和差异信号的积的值来生成第二组件信号，差异信号作为过滤的信号中的每个样本值和降采样的信号的所存储的值之间的差异被演算，其中差异信号的每个值表示基于在参考信号的周期期间所得到的相应一个或更多样本的过滤的信号的相应值和基于在参考信号的前面的周期中所得到的至少一个样本的降采样的信号的值之间的差异；以第三缩放因子来缩放降采样的信号，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及通过将第一、第二和第三组件信号求和来生成占空比控制信号（SD）。
本发明人已经进一步设计了一种生成用于控制SMPS的输出电压的占空比控制信号的方法，SMPS布置成基于占空比控制信号和振荡参考信号来控制它的开关。方法包括：以高于参考信号的频率的频率采样指示SMPS的输出电压的信号；滤出所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号；以及基于过滤的信号来生成占空比控制信号。占空比控制信号通过以下操作来生成：以第一缩放因子来缩放过滤的信号的样本值以生成第一组件信号；通过以参考信号的频率将基于所采样的信号的信号采样来生成降采样的信号；存储降采样的信号的值；通过演算第二缩放因子和降采样的信号的所存储的值的积的值来生成第二组件信号；以第三缩放因子来缩放降采样的信号，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及通过演算第二组件信号与第一和第三组件信号的和之间的差异来生成占空比控制信号，其中差异的每个演算的值表示以下项之间的差异：（i）基于在参考信号的周期期间所得到的相应一个或更多样本的第一组件信号的相应值与基于已经在参考信号的前面的周期中所得到的所缩放的、降采样的信号的累计的值的第三组件信号的相应值的和；以及（ii）基于在参考信号的前面的周期中所得到的至少一个样本的第二组件信号的值。
本发明人已经进一步设计了一种计算机程序产品，其包括携带计算机程序指令的信号或非暂态计算机可读存储介质，所述计算机程序指令在由处理器执行时，促使处理器执行如以上所阐明的方法。
附图说明
现在将参考附图仅以示例的方式来详细地解释本发明的实施例，其中：
图1示出了被常规SMPS的DPWM用于控制SMPS的切换的信号；
图2示出了根据本发明的第一实施例的开关式电源的功能组件；
图3示出了在其中电压瞬变被观测的时间周期期间的反馈误差信号的测量（实线），连同常规移动平均滤波器的输出的测量（虚线）和第一实施例的滤波器模块的输出的测量（点线）；
图4示出了图2中所示出的纹波成分估计模块的示例实现；
图5是示出第一实施例的控制器140的另外的细节的示意图；
图6示出了图5中所示出的块移动平均滤波器170-3和降采样模块170-2的示例实现；
图7示出了图2中所示出的控制器的示范性硬件实现；
图8是示出由第一实施例中的控制器所执行的用于生成用于控制SMPS的输出电压的控制信号的操作的流程图；
图9A至9C示出了第一实施例中的输入信号、估计的纹波成分和带有衰减的纹波的瞬变的模拟；
图10A至10C示出了第一实施例的修改中的输入信号、估计的纹波成分和带有衰减的纹波的瞬变的模拟；
图11A示出了常规SMPS的对负载电流增加的响应的模拟以及，为了比较，根据具有相同P、I和D值但具有不同过采样比N的值的实施例的SMPS的对此类负载增加的响应的模拟；
图11B示出了常规SMPS的对负载电流减小的响应的模拟以及，为了比较，根据具有相同P、I和D值是具有不同过采样比N的值的实施例的SMPS的对此类负载电流减小的响应的模拟；
图12A至12C示出了本发明的第二实施例中的输入信号、估计的纹波成分和带有衰减的纹波的瞬变的模拟；
图13示出了根据本发明的第三实施例的控制器的功能组件；
图14A至14C示出了本发明的第三实施例中的输入信号、估计的纹波成分和带有衰减的纹波的瞬变的模拟；
图15是示出根据本发明的第四实施例的控制器的组件的示意图；
图16是示出根据本发明的第五实施例的控制器的组件的示意图；
图17是示出由第五实施例中的控制器所执行的用于生成用于控制SMPS的输出电压的控制信号的操作的流程图；
图18是示出根据本发明的第六实施例的控制器的组件的示意图；
图19是示出第六实施例的控制器140-3的另外的细节的示意图；以及
图20是示出根据第六实施例的变体的控制器的组件的示意图。
具体实施方式
[实施例1]
图2是示出根据本发明的实施例的SMPS 100的示意图。
在本实施例中，SMPS 100包括具有至少一个开关元件（例如，MOSFET）的开关电路110，所述至少一个开关元件被布置在开关电路110中并被控制以高频（例如，几十或几百kHz）并利用占空比来切换，使得将SMPS 100的输入DC电压Vin转换成输出电压，所述输出电压由SMPS的低通滤波器120（例如，包括电感器和一个或更多电容器的一阶LC滤波器）来过滤以生成SMPS 100的输出DC电压Vout。如在本实施例中，开关电路110可包含隔离变压器，所述隔离变压器具有由初级侧电路驱动的初级绕组，和电磁地耦合到初级绕组并布置成驱动典型地包括整流网络的次级侧电路的次级绕组，一个或更多开关元件在初级和次级侧电路的一个或两者中被提供。适合的电路拓扑（例如，降压、升压，隔离的或非隔离的）和开关电路110的其它细节（例如，它配置成是软开关的还是硬开关的）、以及输出滤波器120的细节对本领域中那些技术人员是公知的并将因此在此不被描述。
SMPS 100进一步包括反馈回路，所述反馈回路被布置成根据通过比例、积分和微分值（此后相应地缩写成P、I和D值）的集合来表征的控制定律来调节SMPS 100的输出电压Vout。反馈回路在指示SMPS的输出电压Vout的信号的基础上操作。这个信号可例如是输出电压Vout它本身或通过从Vout和参考电压Vref中的一个电压中减去Vout和Vref中的另一个电压所得到的误差信号E。在本实施例中，反馈回路包括减法模块130，所述减法模块配置成从Vref中减去Vout，并将所得到的误差信号E传输到SMPS控制器140作为指示Vout的信号的示例。
SMPS控制器140包括采样模块150，所述采样模块被布置成以高于振荡参考信号SRef（其被SMPS 100用于控制它的切换）的频率的频率将误差信号E采样并临时存储所采样的值。如在本实施例中，采样模块150可以以整数因子N=16将误差信号E过采样。自然地，过采样因子N不限于16并可取由用户所选择的任何其它整数值。在其中N是整数并且采样模块150的操作与参考信号SRef同步的实施例中，误差信号E的N个样本在参考信号SRef的每个周期T中被得到，其中每个周期中的第i个样本以参考信号SRef的周期T与下个（或之前）周期中的第i个样本被分隔开，并且其中这些样本中的每个已经相对于相应周期的开始同时被得到。因此，采样模块150能被认为成采样并保留误差信号E的对应样本的N个集合，其中每个集合中的样本的样本采集时间以周期T彼此分隔开。这些集合中的每个集合中的样本的数量可还由用户来选择，并能被认为成定义其内对应样本被平均的（移动）时间窗口，如下面进一步解释的。
为了获得良好的反馈回路响应并避免振荡，控制器140还包含滤波器模块，所述滤波器模块被布置成至少部分地移除从SMPS的输出端传播到反馈回路的通常的电压纹波，具体布置成滤出所采样的信号的至少一个纹波成分以生成过滤的信号SF。
滤波器模块可使用适当地配置的有限脉冲响应（FIR）或无限脉冲响应（IIR）滤波器（例如，移动平均滤波器或抽选滤波器）通过将误差信号E过采样并操纵所过采样的信号来衰减纹波。此类过滤过程促使所过采样的信号中的电压纹波被抑制，因此允许剩余的信号（即，由于瞬变的原因的电压偏差）被得到以用于在输出电压调节中的使用。
本发明人已经承认，以上提及的滤波器设计具有在信号中引入延迟的缺点，这降级反馈回路的性能。更具体地，这些滤波器设计在时域中引入相位滞后并使信号的形状失真，使得SMPS的输出电压的实时控制困难或不可能。
作为示例，图3示出布置成过滤误差信号E（实线）的常规移动平均滤波器的输出（虚线）。在这个示例中，移动平均滤波器在16个样本上操作，其与参考信号SRef的周期中的样本的数量相同（16的过采样比被使用）。如能从图3意识到的，尽管移动平均滤波器在抑制纹波中是有效的，但是它促使信号在瞬变事件（开始于时间t=0.005ms）期间被延迟和失真。
已经承认这些劣势，本发明人已经设计了用于过滤反馈信号的方案，其利用在SMPS的稳定操作期间的在参考信号SRef的多个周期上纹波的再现性（或近似再现性）以得到主要纹波成分的良好估计。纹波成分的这种估计被从反馈信号（例如，SMPS的输出电压或前述的误差信号E）中减去以产生剩余的信号，其显示出几乎没有延迟或失真。用于有效地抑制纹波成分而同时让反馈信号的剩余部分大体上未改变的本发明的实施例的能力在图3中通过点线来示出。与在其中常规移动平均滤波器被使用的情况中相比，延迟/失真相当地更小。
更具体地，在本发明的实施例中，滤波器模块160可包括纹波成分估计模块，所述纹波成分估计模块布置成通过对于已经从采样模块150接收的信号的样本中的每个或某些样本，使用该样本值它本身和在参考信号SRef的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值（例如，均值或加权平均）来估计纹波成分R，所述对应点的每个点与样本以参考信号的相应整数数量的周期被分开。对应点可备选地与所述样本以其的长度大体上等于（即，在诸如2%、5%或10%的容忍带内）所述相应整数数量的周期的相应间隔被分开。在本实施例中，纹波成分估计模块162布置成为样本的前述的N个集合的每个集合演算时间窗口中的样本值（包含样本值它本身）的加权平均。以这种方式，纹波成分估计模块162能够通过利用在SMPS 100的稳定操作期间（在没有瞬变出现时）的从参考信号的一个周期到下个周期的纹波的再现性，来得到在任何时间点纹波成分R应该是多少的良好估计。求平均过程抑制偏远样本值对均值样本值的影响，因此允许纹波成分R以相对高的精确度被估计。
在本实施例中，纹波成分估计模块162布置成使用以一阶内插递归移动平均滤波器的示范性形式的内插低通滤波器来估计纹波成分R，如图4中所示出的。图4中所示出的因子k大约等于在平均的演算中被考虑的参考信号SRef的周期的数量。
图4的示例中的内插递归移动平均滤波器包括布置成接收所采样的信号的样本值并以因子1/k来缩放所接收的样本值的每个样本值的第一缩放模块162-1，以及布置成将所缩放的样本值的每个样本值加到所缩放的样本值的相应和以生成相应加法结果的求和模块162-2。如图4中所示出的，内插递归移动平均滤波器进一步包括反馈回路，所述反馈回路处理求和模块162-2的输出并将处理结果反馈到求和模块162-2的输入。更详细地，反馈回路包括延迟模块162-3（例如，以先入先出（FIFO）缓冲器的形式），其布置成按照加法结果由求和模块162-2生成所按照的顺序来接收加法结果、在任何一个时间存储所接收的加法结果中的N个、以及响应于加法结果由延迟模块162-3所接收来输出所存储的加法结果使得所存储的加法结果按照与它们由延迟模块162-3所接收的相同的顺序被输出。反馈回路还包含第二缩放模块162-4，所述第二缩放模块布置成从延迟模块162-3按照加法结果由延迟模块162-3所输出所按照的顺序来接收它们，以及以因子1-1/k来缩放每个所接收的加法结果，以便于生成要被求和模块162-2加到相应的缩放的样本值的缩放的样本值的相应和。
从输入in（z）到图4中的滤波器的输出ripple（z）的传递函数被给出为：
。　　等式1
再次参考图2，滤波器模块160还包含布置成从所采样的信号中减去所估计的纹波成分R以生成过滤的信号SF的减法模块164、以及布置成基于过滤的信号SF来生成用于控制SMPS100的开关占空比的占空比控制信号SD的PID控制器170。
使用等式1，对于图2中的SF（z）信号的传递函数能被表达如下：
等式2
等式2能作为用于演算瞬变信号的变体来使用。然而，这个变体将要求两倍的存储器，并且纹波成分将不被明确地演算。
在其它实施例中，纹波成分估计模块162可布置成使用以内插有限脉冲响应（FIR）滤波器（例如，内插移动平均滤波器）的备选形式的一阶内插低通滤波器来估计纹波成分R。更高阶内插低通滤波器可备选地被使用，如在下面将被讨论的。
在来自滤波器模块160的过滤的信号SF的基础上并且根据通过PID控制器170中的P、I和D控制参数集合的值来表征的PID控制定律，PID控制器170（还被称为PID调节器）调节开关电路110中的开关元件的占空比以保持SMPS 100的输出电压大体上恒定。PID控制器170布置成生成占空比控制信号SD（指示所要求的切换占空比）以控制数字脉宽调制器（DPWM）180（其还被包含在反馈回路中），以便于适当地控制开关元件的切换。DPWM 180基于占空比控制信号SD和前述的振荡参考信号SRef来控制开关电路110中的开关元件的切换。DPWM 180能属于任何适合的类型并使用调制的任何适合的形式，例如前边缘、后边缘或双边缘调制。在这些备选方案中，双边缘调制产生最佳结果，因为它给出最小相位延迟，并且因此在本实施例中被采用。
图5示出了本实施例的PID控制器170的配置，连同采样模块150和滤波器模块160。如图5中所示出的，本实施例的PID控制器170包括三个组件，换句话说，三个信号处理“分支”；即，第一组件（本文中还被称为“比例组件”，其能利用PID控制器的比例（P）部分来标识）、第二组件（本文中还被称为“微分组件”，其能利用PID控制器的微分（D）部分来标识）和第三组件（本文中还被称为“积分组件”，其能利用PID控制器的积分（I）部分来标识）。
比例组件布置成以第一缩放因子KP来缩放由滤波器模块160所输出的过滤的信号SF的样本值以生成第一组件信号（本文中还被称为“比例组件信号”）。如在本实施例中，第一组件可包括布置成以因子Kp来缩放过滤的信号SF的缩放模块170-1。
PID控制器170还具有降采样（或“抽选”）模块170-2，所述降采样模块布置成通过以参考信号SRef的频率fRef将基于来自采样模块150的信号的信号采样来生成降采样的信号SDC。由降采样模块170-2所采样的信号可以是作为由采样模块150的输出的信号，或（如在本实施例中）通过由块移动平均滤波器170-3来处理采样模块150的信号输出所得到的信号。块移动平均滤波器170-3布置成演算由采样模块150在参考信号SRef的每个周期T中所得到的样本的相应平均。降采样模块170-2布置成通过以参考信号的频率fRef将由移动平均滤波器170-3所演算的移动平均采样来生成降采样的信号SDC。在本实施例中，块移动平均滤波器170-3被提供，因为本实施例的滤波器模块160不正确地演算参考信号SRef的每个周期内的DC电平。块移动平均滤波器170-3通过演算每个周期内的N个样本的平均来分开地计算DC电平。因此，来自那个块的结果具有每N个样本的DC电平的正确结果，并且这是带有因子N的降采样模块170-2与它邻近连接的原因。
块移动平均演算和降采样过程的简单实现在图6中被示出。以N的因子被过采样的误差信号E被乘以因子1/N。如果N被选定为的2的幂，则乘法通过移log2（N）个比特来容易地实现。所乘的值被累计在累计器（z-1/N）中。在每个新块的开始，累计器值为下个周期T被采样并被保留在输出，并且同时累计器寄存器被重置。下个块能然后开始被演算。因此，在参考信号SRef的每个周期中，一个输出样本被演算。
再次参考图5，PID控制器170进一步包括存储模块170-4，所述存储模块布置成存储由降采样模块170-2所输出的降采样的信号的值。因此，块移动平均170-3和降采样模块170-2的组合输出（参考信号SF的每个周期一次）由采样模块150在前面的周期中所得到的样本的平均值，并且这个值被存储在存储模块170-4中，代替存储模块170-4中之前所存储的值。
PID控制器170的微分组件布置成通过演算第二缩放因子Kd和差异信号的积的值来生成微分组件信号，微分组件布置成通过演算过滤的信号SF的每个样本值和存储模块170-4中所存储的降采样的信号SDC的值之间的差异来演算差异信号。PID控制器170被布置使得差异信号的每个值表示过滤的信号SF（它本身基于由采样模块150在参考信号SRef的周期期间所得到的相应一个或更多样本）的相应值和基于由采样模块150在参考信号SRef的之前的周期中所得到的至少一个样本的降采样的信号SDC的值之间的差异。
如在本实施例中，微分组件可包括差异演算模块170-5，所述差异演算模块布置成为来源于由采样模块150在参考信号SRef的周期期间所得到的样本的过滤的信号SF的每个样本演算那个样本值和存储模块170-4中所存储的值之间的差异，所存储的值基于由采样模块150在参考信号SRef的之前的周期期间所得到的样本。差异演算模块170-5的输出由第二缩放模块170-6具体地以第二缩放因子Kd来缩放。将意识到的是，以因子Kd的缩放可备选地被应用到差异演算模块170-5的输入，而不是到它生成的差异信号。
PID控制器170的积分组件布置成以第三缩放因子Ki来缩放降采样的信号SDC，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成积分组件信号。如在本实施例中，积分组件可包括用于以Ki来缩放SDC的值的缩放模块170-7，以及布置成将所缩放的、降采样的信号的值的每个值加到所缩放的、降采样的信号的值的相应和以生成相应加法结果的求和模块170-8。如图5中所示出的，积分组件进一步包括反馈回路，所述反馈回路处理求和模块170-8的输出并将处理结果反馈到求和模块170-8的输入。更详细地，反馈回路包括延迟模块170-9（例如，以先入先出（FIFO）缓冲器的形式），其布置成按照加法结果由求和模块170-8生成所按照的顺序来接收加法结果，以在任何一个时间存储一个所接收的加法结果，并响应于加法结果由延迟模块170-9接收来输出所存储的加法结果，使得所存储的加法结果按照与它们由延迟模块170-9所接收的相同的顺序被输出。在稳定状态中，延迟模块170-9中的所累计的值将等于占空比。将意识到的是，以因子Ki的缩放可备选地被应用在反馈回路的输出（而不是反馈回路之前），在反馈回路和求和模块170-10之间的信号处理路径中的点。
如图5中所示出的，PID控制器170进一步包括布置成通过将比例、微分和积分组件信号求和来生成占空比控制信号SD的求和模块170-10。在类似本实施例的实施例中，其中通过由PID控制器170所执行的信号处理操作所引入的延迟是小的，由求和模块170-10所演算的和可被存储在类似于延迟模块170-9但提供1/NfRef的延迟（而不是如延迟模块170-9的情况中的T=1/fRef）的延迟模块170-11中。这与常规尼奎斯特采样的PID控制器差别悬殊，在常规尼奎斯特采样的PID控制器中指示所要求的切换占空比的演算的值在被DPWM用于调整占空比之前被存储了周期T。
将从前述中意识到的是，本实施例的PID控制器170是具有慢速和快速信号处理路径的多速率控制器。更具体地，误差信号E以fRef的N倍被采样，并且PID控制器170具有在参考信号SRef的每个周期内更新占空比输出N次的用于P-和D-部分演算的快速信号处理路径（通过图5中较粗的线示出），以及参考信号SRef的每一周期更新被输入到差异演算模块170-5和到求和模块170-10的值一次的对应于积分组件的慢速信号处理路径（通过图5中较细的线示出）。
本实施例的PID控制器170的并联形式允许一个或两个信号处理路径通过P、I和D值的适当的选定来被有效地禁用，使控制器170能够容易地配置成不仅作为PID控制器起作用而且备选地作为P控制器或PD控制器起作用。例如，带有恒定的偏移（来自积分器）的PD控制器能通过设置Ki=0来得到。在这个情况下，更高的增益能被使用，因为来自积分器组件的相位滞后不存在。这个可调整性能被利用在增益调度中。例如，响应于瞬变，积分器路径能被关闭并且瞬变由快速PD控制器来处理。在瞬变已经通过之后，积分器能被重开启以移除剩余稳定状态误差。作为另一个示例，在有噪声的环境中，微分组件能被关闭以提供在高频具有低增益的PI调节器。
图7示出了控制器140在可编程信号处理硬件中的示范性实现。图7中示出的信号处理设备300包括用于接收误差信号E并将控制信号SD传送到DPWM 180的输入/输出（I/O）部分310。信号处理设备300进一步包括处理器320、工作存储器330和存储计算机可读指令的指令存储设备340，所述指令在由处理器320来执行时促使处理器320执行下文中描述的处理操作以控制SMPS 100的输出电压。指令存储设备340可包括被预装载有计算机可读指令的ROM。备选地，指令存储设备340可包括RAM或类似类型的存储器，并且计算机可读指令能从计算机程序产品被输入到其中，所述计算机程序产品诸如计算机可读存储介质350（诸如CD-ROM等等）、或携带计算机可读指令的计算机可读信号360。
在本实施例中，图7中所示出的硬件组件的组合370（包括处理器320、工作存储器330和指令存储设备340）配置成实现前述采样模块150、滤波器模块160（包含纹波成分估计模块162和减法模块164）和PID控制器170的功能性，其现在将参考图8被详细地描述。
图8是示出用于生成占空比控制信号SD的由第一实施例中的控制器140所执行的操作的流程图。
在步骤S10中，采样模块150以高于参考信号SRef的频率的频率将误差信号E（作为指示SMPS 100的输出电压的信号的示例）采样。如在本实施例中，误差信号E可以以是参考信号SRef的频率fRef的整数倍的频率被采样。
在步骤S20中，滤波器模块160滤出所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号SF。在其中滤波器模块160如图2中所示出的来配置的本实施例中，其纹波成分估计模块162在步骤S20中通过对于信号的样本中的每个或某些样本，使用该样本值和在Sref的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值以估计纹波成分R，在所述对应点的每个点的样本与在考虑中的最后的样本以参考信号SRef的相应整数数量的周期被分开。更具体地，在本实施例中，纹波成分估计模块162为样本的前述N个集合的每个集合演算时间窗口中样本值（包含该样本值）的加权平均。如以上所解释的，纹波成分估计模块162使用以一阶内插递归移动平均滤波器的示范性形式的内插低通滤波器来估计纹波成分R，如图4中所示出的。如以上所记录的，在步骤S20中，纹波成分估计模块162可备选地使用以内插FIR滤波器（例如，内插移动平均滤波器）的形式的一阶内插低通滤波器来估计纹波成分R。作为另外的备选方案，更高阶内插低通滤波器可被使用。减法模块164然后从所采样的信号中减去所估计的纹波成分R以生成过滤的信号SF。
接下来，占空比控制信号SD基于SF被生成。
更详细地，在步骤S30中，以上所描述的第一组件（具体地，缩放模块170-1）以第一缩放因子Kp来缩放过滤的信号SF的样本值以生成第一组件信号。
在步骤S40中，降采样模块170-2通过以参考信号SRef的频率fRef将基于所采样的信号的信号采样来生成降采样的信号SDC。如在本实施例中，步骤S40可包括演算SRef的每个周期中所得到的样本的相应平均的块移动平均滤波器170-3以及通过以参考信号SRef的频率fRef将所演算的平均采样来生成降采样的信号SDC的降采样模块170-2。在步骤S50中，降采样的信号的值然后被存储在存储模块170-4中。
在步骤S60中，PID控制器170的以上所描述的第二组件通过演算第二缩放因子Kd和差异信号（即过滤的信号中的每个样本值和降采样的信号的所存储的值之间的差异）的积的值来生成第二组件信号，其中差异信号的每个值表示基于在参考信号的周期期间所得到的相应一个或更多样本的过滤的信号的相应值和基于参考信号的之前的周期中所得到的至少一个样本的降采样的信号的值之间的差异。如在本实施例中，在第二组件包括差异演算模块170-5和第二缩放模块170-6的情况下，前述的积通过演算SF的值和存储模块170-4中存储的值之间的差异的差异演算模块170-5、和以因子Kd来缩放结果的第二缩放模块170-6来演算。
在步骤S70中，第三组件以第三缩放因子Ki来缩放降采样的信号SDC，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号。如在本实施例中，在第三组件以如图5中所示出的电路的形式来实现的情况下，第三缩放模块170-7以因子Ki来缩放降采样的信号SDC，并且求和模块170-8和延迟模块170-9累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号。
最后，在步骤S80中，求和模块170-10通过将第一、第二和第三组件信号求和来生成占空比控制信号SD。
用于有效抑制纹波成分而没有显著延迟或失真下面的反馈信号的本实施例的滤波器模块160的能力在图9A至9C中的模拟结果中被示出。图9A示出了在0.1ms的周期上输入到滤波器模块160的反馈信号的模拟，图9B示出了在那个周期期间由纹波成分估计模块162所估计的纹波成分，并且图9C示出了滤波器模块160的模拟的输出。在这个示例中，因子k（见图4和以上其的随附描述）被设置成19。如图9C中所示出的，良好的、基本上无纹波的瞬变信号被得到。然而，在图9B中的纹波迹线中，电压瞬变是容易地显然的，其中瞬变的峰呈现出高于纹波的峰值大约20mV。
纹波提取中的瞬变衰减的简单改进是增大因子k。其中k=100的模拟在图10A至10C中被示出。在第一实施例的这个变化中，估计的纹波成分中的瞬变仅高于普通纹波几毫伏。然而，这个变化的缺点是滤波器花费相对长的时间以对于由于例如负载电平或输入电压Vin的改变的原因的纹波的改变而进行调整。群延迟对于低频是k-1个样本，即滤波器的通带。使用带有与带有k=100的递归滤波器类似衰减的对应内插FIR滤波器将具有N×k的过滤长度和的Nk/2的群延迟，这在许多情况下将是非常长的并且要求大量存储器。
在图11A和11B中，在常规尼奎斯特采样的PID控制器的性能和根据具有不同过采样比N的本发明的实施例的多速率PID控制器的性能之间进行比较。常规控制器和实施例的控制器全部具有同样的参数Kp、Ki和Kd。PID参数被设置用于在对于常规PID控制的负载瞬变期间的鲁棒和高性能行为。在这些模拟中，输入电压是12V，输出电压是1V，并且参考信号频率是320 kHz。结果在图11A中被示出，其中负载电流增大。常规尼奎斯特采样的PID控制器具有最差的性能。其中N=4的过采样比的实施例的多速率PID控制器已经示出了改进，而其中N=16和N=64的实施例具有几乎同样的性能。因此，其中N=16的实施例在对于这个具体的输出LC滤波器带宽的负载瞬变性能的方面是接近最优的。使用更快的输出滤波器将要求更高的过采样比，并将进一步改进负载瞬变。然而，进一步增大过采样比N将要求更多计算功率而没有显著改进负载瞬变响应。
负载释放（即负载电平的突然减小）的模拟在图11B中被示出。负载释放对控制是更困难的情况，因为占空比无法少于零。因此，最大电压峰值偏差在所有情况下几乎是相同的。然而，在本实施例的模拟中，使用N=4的过采样比，恢复时间已经被极大地改进。
[实施例2]
用于抑制提取的纹波成分中的瞬变的出现的有效途径是将纹波成分估计模块162中的滤波器的阶增大到二或更高。本实施例基于这个途径并通过以三阶的Chebychev类型2滤波器的形式的低通滤波器的纹波成分估计模块162中的构造来不同于第一实施例，所述Chebychev类型2滤波器带有0.1的规格化的带阻频率，其中1对应于尼奎斯特频率并且阻带中的衰减是80 dB。除了用前述的Chebychev滤波器代替一阶内插递归移动平均滤波器之外，本实施例在其它方面与第一实施例相同。
第二实施例的模拟结果在图12A至12C中被示出，从其中清楚的是纹波成分中的瞬变几乎被排除（见图12B）。通过更高阶滤波器的适当的设计，与非常低带宽一阶滤波器（即，以上所描述的第一实施例的变体，其中滤波器具有k的更大的值）相比等待时间能被降低。使用本实施例的滤波器，通带中的群延迟是大约80个样本。这能通过增大阻带限制来降低（例如，0.15的限制将群延迟降低到55个样本）而不极大地影响瞬变衰减。
[实施例3]
用于抑制提取的纹波成分中的瞬变的出现的另一个有效但更简单的途径是使输入到纹波成分估计模块160的信号饱和正好高于普通纹波电平。本实施例基于这个途径并通过进一步包括（如图13中所示出的）削波模块166的本实施例的修改的滤波器模块160-2来不同于第一和第二实施例，所述削波模块166布置成通过在采样的信号超过阈值电平、优选地正好高于普通纹波电平时（例如，在没有电压瞬变发生时，在SMPS的稳定操作期间高于纹波电平2、5或10%），削波它来处理采样的信号。换句话说，削波模块166执行信号削波操作，如果输入信号的振幅低于阈值电平，则允许输入到其的信号不被改变地穿过，并且在输入信号振幅在或高于阈值电平时输出在阈值电平的信号。本实施例在其它方面与第一实施例相同。在本实施例中，纹波成分估计模块162布置成通过对于所处理的信号的多个样本的每个样本，演算该样本值和在已经被采样和处理的参考信号SRef的前面的周期中的对应点的样本的值的平均来估计纹波成分R。第二实施例的控制器可相似地被修改成包括如以上所描述的削波模块166。
由本实施例的控制器140-2所执行的操作如以上参考图8所描述，除了通过在采样的信号超过阈值时削波采样的信号来处理它的另外的步骤在步骤S10和S20之间被执行之外。在这个情况中，纹波成分通过对于所处理的信号的多个样本的每个样本，演算该样本值和在已经被采样和处理的SRef的前面的周期中的对应点的样本的值的平均来估计（在步骤S20的修改的版本中）。
第三实施例的模拟结果在图14A至14C中被示出。在这个模拟中，削波模块16中的饱和限制被设置成±50 mV。如在图14B中所见的，纹波成分估计在瞬变期间变得稍微失真但峰电平类似于普通纹波。在瞬变信号（图14C）中，由于纹波信号具有偏移，纹波在瞬变已经发生之后示出。
[实施例4]
图15示出了根据本发明的第四实施例的控制器，其是第一实施例的变体。本实施例通过不具有块移动平均滤波器170-3来不同于第一实施例。改为，降采样模块170-2布置成通过以频率fRef将由采样模块150所输出的信号采样来生成降采样的信号SDC。在这个变体中，PID控制器被布置使得用于演算微分组件信号的、在参考信号SRef的周期期间已经被存储的降采样的信号SDC的值的由微分组件的使用，被延迟直到参考信号SRef的随后的周期。在图15的变体中，这个延迟通过延迟元件170-12来表示，其起作用以存储所接收的信号SDC的值并使所存储的值在下个周期中对差异演算模块170-5可用。另一方面，在第一实施例中，这个延迟由块移动平均滤波器170-3来提供。第四实施例的电路的更大的简单性以降低的DC误差精确度的代价来达到。然而，如果存在显著的DC误差，其可通过校准来被微调出，例如通过将DC偏移加到降采样模块170-2的输出。
以上所描述的对第一实施例的修改可还对第二和第三实施例进行。
[实施例5]
如在下面将被解释的，使用差分方程（以随着存储器更新的可计算的顺序被示出），PID控制器的电路可被分析，其能在数字信号处理器（DSP）中实现控制器时被使用。在图15中所示出的PID控制器电路的情况下，这个途径按照可计算的顺序产生下面的差分方程。某些行的排序能被改变而另一些行的排序不能。例如，u3和u5的计算无法改变顺序，因为结果u3被用在u5的计算中。另一方面，u1和u2的计算能改变顺序。在下面，在每行上仅有一个操作被定义。
u3:=K i ·S DC
u5:=u3+M2
for n=1:N
u1:=K P ·S F [n]
u2:=S F [n]-M1
u4:=K d ·u2
u6=u1+u4
S D =u6+u5
end for
M1:=S DC
M2:=u5
我们能重写代码，仅明确地演算能被使用超过一次的、或需要存储到下一开关循环的数据。这要求u5被计算一次，SD随着过滤的信号SF的每一个样本更新被计算，并且在最后两个存储器更新。
u5:=K i ·S DC +M2
for n=1:N
S D =K P ·S F [n]+K d ·(S F [n]-M1)+u5
end for
M1:=S DC
M2:=u5
因为SD由慢速和快速部分组成，所以这些能分开地被计算，产生新系数Kp+d=Kp+Kd，其能被预演算并存储在存储器中。注意到，这可将系数的字长增大一个比特。
u5:=K i ·S DC +M2
u7:=u5-K d ·M1
for n=1:N
S D =K p+d ·S F [n]+u7
end for
M1:=S DC
M2:=u5
u5和u7的演算是非时间关键的，因为它们参考信号SRef的每一个周期将仅改变一次，而SD每周期改变N次。然而，取决于输入电压、输出电压和负载电流，u7的首次使用可在新开关循环的开始中相当快地发生。
以上等式能通过图16中所示出的控制器来表示，其构成本发明的第五实施例。所示出的布置最小化关键路径，即带有最长计算的路径。在图16中，以上已经被描述过的组件用相似的附图标记来标注。图16的实施例通过PID控制器的第一和第二组件的所示出的重配置来不同于图15的那个实施例。更具体地，在图16中所示出的变体中，第一组件布置成以Kp+d=Kp+Kd的第一缩放因子来缩放过滤的信号SF的样本值以生成第一组件信号。第二组件布置成通过演算第二缩放因子Kd和降采样的信号的所存储的值的积的值（具体地由缩放模块170-6以因子Kd来缩放存储模块170-12中所储存的值）来生成第二组件信号。
在图16中所示出的PID控制器中，差异演算模块170-13和求和模块170-10布置成作为通过演算第二组件信号与第一和第三组件信号的和之间的差异来生成占空比控制信号SD的组合模块来起作用。如将从图16意识到的是，PID控制器被布置使得差异的每个演算的值表示以下项之间的差异：（i）基于由采样模块150在参考信号SRef的周期期间所得到的相应一个或更多样本的第一组件信号的相应值和基于已经由降采样模块170-2在参考信号SRef的前面的周期中所得到的所缩放的、降采样的信号的累计的值的第三组件信号的相应值的和；以及（ii）基于由采样模块150在参考信号SRef的之前的周期中所得到的至少一个样本的第二组件信号的值。
图17是示出由本实施例中的控制器140所执行的用于生成占空比控制信号SD的操作的流程图。
步骤S10至S50与以上参考图8所描述的步骤相同，尽管在步骤S30-2（其是图8中的步骤S30的修改）中，过滤的信号SF的样本值以Kp+d而不是Kp的因子来缩放。
在步骤S60-2中，PID控制器170的以上所描述的第二组件通过演算第二缩放因子Kd和降采样的信号的所存储的值的积的值来生成第二组件信号。
在步骤S70-2中，第三组件以第三缩放因子Ki来缩放降采样的信号SDC，并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号，如以上参考图8所描述的。
最后，在步骤S80中，组合模块（包括差异演算模块170-13和求和模块170-10）通过演算第二组件信号与第一和第三组件信号的和之间的差异来生成占空比控制信号SD，其中差异的每个演算的值表示以下项之间的差异：（i）基于在参考信号SRef的周期期间所得到的相应一个或更多样本的第一组件信号的相应值和基于已经在参考信号SRef的前面的周期中所得到的所缩放的、降采样的信号的累计的值的第三组件信号的相应值的和；以及（ii）基于在参考信号SRef的前面的周期中所得到的至少一个样本的第二组件信号的值。
[实施例6]
以上所描述的滤波器模块的配置允许纹波成分被有效地抑制，同时允许SMPS的输出电压Vout的变化传播到切换控制模块170，提供了那些输出电压变化发生在不比前述的时间窗口长得多的时间标度上，所述前述的时间窗口由纹波成分估计模块162来用于演算平均样本值。这是因为，在其中Vout在求平均窗口的时间标度上是基本上恒定的情况下，在SMPS100的操作的期间，从采样的输出电压信号中减去估计的纹波成分的结果大体上是零，无论Vout–Vref的值。为了使滤波器模块在抑制SMPS 100的输出电压的从目标值的缓慢漂移方面更有效，滤波器模块可适配于进一步包括移动平均演算模块，所述移动平均演算模块布置成通过对于信号的多个样本的每个样本，演算预确定的数量的前面的样本值（例如，在第一或第三实施例的情况下，kN个前面的样本值）的平均（例如，均值）来演算采样的信号的移动平均。在这个变体中，减法模块将布置成通过从采样的信号和演算的移动平均的和中减去估计的纹波成分来生成过滤的信号。根据此类变体的控制器140-3在图18中被示出，其中修改的滤波器模块160-3包括如第一实施例中的RCEM 162，以及移动平均演算模块（MACM）165和修改的减法模块164-3。MACM 165有效地抑制可被引入进***（例如，在SMPS 100的启动时）的任何DC输出电压误差/偏移。在这个第五实施例中，以上参考图8所描述的过程将通过包含通过对于信号的多个样本的每个样本演算预确定数量的前面的样本值的平均来演算采样的信号的移动平均的附加的步骤（或者在步骤S10和S20之间或者在步骤S20和S30之间、或者与步骤S20并行执行）来修改。过滤的信号将然后在步骤S30的修改的版本中通过从采样的信号和演算的移动平均的和中减去估计的纹波成分来生成。
第六实施例的控制器的另外的细节在图19中被示出。第六实施例的控制器是以上参考图15所描述的第四实施例的控制器的变体，并具有图18中所示出的代替第四实施例的滤波器模块160的滤波器模块160-3，并且被布置使得降采样模块170-2通过以fRef将过滤的信号SF（而不是在来自采样模块150的信号已经被滤波器模块160-3过滤之前的来自采样模块150的信号）采样来生成降采样的信号SDC，并使得用于演算第二组件信号的在参考信号的周期期间已经被存储在延迟元件170-12中的降采样的信号的值的由第二组件的使用被延迟直到参考信号的随后的周期。
第六实施例可按照与以上参考图16所描述的相同的方法被修改。对应修改的控制器电路在图20中被示出，其中已经被描述过的电路元件用相似的附图标记来标注。
[修改和变化]
能对以上所描述的实施例进行许多修改和变化。
例如，图8中的步骤S20至S70的排序可不同于所示出的那个排序。例如，步骤S20和S30中的过程可在步骤S40至S60之后或与其并行执行。图17中所示出的过程可以以类似的方式被修改。
作为另一个可能的修改，在以上所描述的实施例中，减法模块130能由在采样模块150的输出的模块（或由采样模块它本身完成的操作）来代替，其以表示目标电压的值来移动每个样本值，以便于数字地生成误差信号。
此外，以上所描述的Chebychev类型2滤波器仅是被优化以产生通带中的平坦响应和阻带中的相等纹波的更高阶滤波器的示例。诸如Butterworth、Chebychev类型1、椭圆、乃至Bessel的其它优化能备选地被使用。另一个可能性将是被优化以最小化1的数量的滤波器，其将简化对于乘法的硬件要求。
此外，尽管以上实施例的控制器配置成抑制在参考信号SRef的频率的反馈信号的纹波成分，控制器可备选地或附加地具有布置成抑制在纹波成分的基本频率的一个或更多谐波的反馈信号的纹波成分的一个或更多并联模块。在这些实施例中，采样频率能例如被设置成N×2fRef以排除第二谐波、N×3fRef以排除第三谐波等等。
此外，以上所描述的实施例的滤波器模块不需要使用位于要被滤出的纹波成分的连续周期中的对应点的样本值来执行它的求平均演算。因此，在估计中所考虑的邻近对应点可备选地彼此以大于一的整数数量的纹波周期来被分开。
作为另一个修改，过采样因子N不需要是整数。例如如果N被设置成16.5，则接收的信号将在参考信号的每两个周期的对应点被采样。在那个情况下，滤波器模块160、160-2或160-3将通过使用以偶数整数数量（即，2的倍数）的切换周期与样本被分开的样本值来估计平均样本值。

Claims (30)

1.一种控制器（140），布置成生成用于控制开关式电源（100）SMPS的输出电压（Vout）的占空比控制信号（SD），所述SMPS（100）布置成基于所述占空比控制信号（SD）和振荡参考信号（SRef）来控制所述SMPS的切换，所述控制器包括：
采样模块（150），布置成以高于参考信号（SRef）的频率（fRef）的频率将指示所述SMPS（100）的所述输出电压（Vout）的信号采样；
滤波器模块（160；160-2；160-3），布置成滤出所采样的信号的纹波成分（R）以生成过滤的信号；以及
比例积分微分PID控制器（170），布置成基于所述过滤的信号（SF）来生成所述占空比控制信号（SD），所述PID控制器（170）包括：
第一组件（170-1），布置成以第一缩放因子（Kp）来缩放所述过滤的信号的样本值以生成第一组件信号；
降采样模块（170-2），布置成通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）采样基于所采样的信号的信号来生成降采样的信号（SDC）；
存储模块，布置成存储所述降采样的信号（SDC）的值；
第二组件（170-5、170-6），布置成通过演算第二缩放因子（Kd）和差异信号的积的值来生成第二组件信号，所述第二组件（170-5、170-6）布置成通过演算所述过滤的信号（SF）中的每个样本值与所述降采样的信号（SDC）的所存储的值之间的差异来演算所述差异信号，所述PID控制器（170）被布置使得所述差异信号的每个值表示基于由所述采样模块（150）在所述参考信号（SRef）的周期期间所得到的相应一个或更多样本的所述过滤的信号（SF）的相应值与基于由所述采样模块（150）在所述参考信号（SRef）的前面的周期中所得到的至少一个样本的所述降采样的信号（SDC）的值之间的差异；
第三组件（170-7、170-8、170-9），布置成以第三缩放因子（Ki）来缩放所述降采样的信号（SDC），并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及
求和模块（170-10），布置成通过将所述第一、第二和第三组件信号求和来生成所述占空比控制信号（SD）。
2.一种控制器（140），布置成生成用于控制开关式电源（100）SMPS的输出电压（Vout）的占空比控制信号（SD），所述SMPS（100）布置成基于所述占空比控制信号（SD）和振荡参考信号（SRef）来控制所述SMPS的切换，所述控制器包括：
采样模块（150），布置成以高于参考信号（SRef）的频率（fRef）的频率将指示所述SMPS（100）的所述输出电压（Vout）的信号采样；
滤波器模块（160；160-2；160-3），布置成滤出所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号（SF）；以及
比例积分微分PID控制器（170），布置成基于所述过滤的信号（SF）来生成所述占空比控制信号（SD），所述PID控制器（170）包括：
第一组件（170-1b），布置成以第一缩放因子（Kp+d）来缩放所述过滤的信号（SF）的样本值以生成第一组件信号；
降采样模块（170-2），布置成通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将基于所采样的信号的信号采样来生成降采样的信号（SDC）；
存储模块（170-12），布置成存储所述降采样的信号的值；
第二组件（170-6），布置成通过演算第二缩放因子（Kd）和所述降采样的信号（SDC）的所存储的值的积的值来生成第二组件信号；
第三组件（170-7、170-8、170-9），布置成以第三缩放因子（Ki）来缩放所述降采样的信号（SDC），并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及
组合模块（170-10、170-13），布置成通过演算所述第二组件信号与所述第一和第三组件信号的和之间的差异来生成所述占空比控制信号（SD），所述PID控制器（170）被布置使得所述差异的每个演算的值表示以下项之间的差异：
（i）基于由所述采样模块（150）在所述参考信号（SRef）的周期期间所得到的相应一个或更多样本的所述第一组件信号的相应值与基于已经由所述降采样模块（170-2）在所述参考信号（SRef）的前面的周期中所得到的所缩放的、降采样的信号的累计的值的所述第三组件信号的相应值的和；以及
（ii）基于由所述采样模块（150）在所述参考信号（SRef）的前面的周期中所得到的至少一个样本的所述第二组件信号的值。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的控制器（140），进一步包括块移动平均滤波器（170-3），布置成演算由所述采样模块（150）在所述参考信号（SRef）的每个周期中所得到的样本的相应平均，所述降采样模块（170-2）布置成通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将由所述移动平均滤波器（170-3）所演算的所述移动平均采样来生成所述降采样的信号（SDC）。
4. 根据权利要求1或权利要求2所述的控制器（140），其中：
所述降采样模块（170-2）布置成通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将所采样的信号采样来生成所述降采样的信号（SDC）；以及
所述控制器（170）被布置使得用于演算所述第二组件信号的在所述参考信号（SRef）的周期期间已经被存储的所述降采样的信号（SDC）的所述值的由所述第二组件（170-5、170-6）的使用，被延迟直到所述参考信号（SRef）的随后的周期。
5.根据权利要求1或权利要求2所述的控制器（140），其中
所述滤波器模块（160；160-2；160-3）包括：
纹波成分估计模块（162），布置成通过对于信号的多个样本的每个样本使用该样本值和在所述参考信号（SRef）的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值以估计所述纹波成分，在所述对应点的每个点的样本与所述多个样本的所述样本以所述参考信号（SRef）的相应整数数量的周期被分开；
移动平均演算模块（165），布置成通过对于信号的多个样本的每个样本演算预确定数量的前面的样本值的平均来演算所采样的信号的移动平均；以及
减法模块（164-3），布置成通过演算所估计的纹波成分与所采样的信号和所演算的移动平均的和之间的差异来生成所述过滤的信号（SF），
所述降采样模块（170-2）布置成通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将所述过滤的信号（SF）采样来生成所述降采样的信号（SDC），以及
所述控制器（170）被布置使得用于演算所述第二组件信号的在所述参考信号（SRef）的周期期间已经被存储的所述降采样的信号（SDC）的所述值的由所述第二组件（170-5、170-6）的使用，被延迟直到所述参考信号（SRef）的随后的周期。
6. 根据权利要求1至4的任一项所述的控制器（140），其中所述滤波器模块（160；160-2；160-3）包括：
纹波成分估计模块（162），布置成对于信号的多个样本的每个样本使用该样本值和在所述参考信号（SRef）的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值以估计所述纹波成分，在所述对应点的每个点的样本与所述多个样本的所述样本以所述参考信号（SRef）的相应整数数量的周期被分开；以及
减法模块（164；164-3），布置成通过演算所估计的纹波成分和所采样的信号之间的差异来生成所述过滤的信号（SF）。
7.根据前述权利要求的任一项所述的控制器（140），其中所述采样模块（150）布置成以是所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）的整数倍的频率来将指示所述SMPS（100）的所述输出电压（Vout）的信号采样。
8.根据权利要求5、6和7的任一项所述的控制器（140），其中所述纹波成分估计模块（160；160-2；160-3）布置成通过内插低通滤波器的使用来估计所述纹波成分。
9.根据权利要求8所述的控制器（140），其中所述内插低通滤波器是内插有限脉冲响应滤波器。
10.根据权利要求9所述的控制器（140），其中所述内插有限脉冲响应滤波器是内插移动平均滤波器。
11.根据权利要求8所述的控制器（140），其中所述内插低通滤波器是内插递归移动平均滤波器。
12.根据权利要求11所述的控制器（140），其中所述采样模块（150）布置成以频率N·fRef将指示所述SMPS（100）的所述输出电压（Vout）的信号采样，其中N是整数并且fRef是所述参考信号（SRef）的所述频率，以及所述内插递归移动平均滤波器包括：
第一缩放模块（162-1），布置成接收所采样的信号的样本值并以因子1/k来缩放所接收的样本值的每个样本值，其中k是指示由所述纹波成分估计模块（162）所执行的所述平均样本值的演算中的所述参考信号（SRef）的周期的数量的整数；
第二求和模块（162-2），布置成将所缩放的样本值的每个样本值加到所缩放的样本值的相应和以生成相应加法结果；以及
反馈回路，包括：
延迟模块（162-3），布置成按加法结果由所述第二求和模块（162-2）生成所按照的顺序来接收加法结果、每次存储所接收的加法结果中的N个、以及在加法结果被所述延迟模块（162-3）接收时输出所存储的加法结果使得所存储的加法结果按与所存储的加法结果由所述延迟模块（162-3）接收的相同顺序被输出；以及
第二缩放模块（162-4），布置成从所述延迟模块（162-3）按所述加法结果由所述延迟模块（162-3）输出所按照的顺序来接收所述加法结果，并以因子1-1/k来缩放每个所接收的加法结果以生成要由所述第二求和模块（162-2）来加到相应的缩放的样本值的缩放的样本值的所述相应和。
13.根据权利要求8至11的任一项所述的控制器（140），其中所述内插低通滤波器是2阶或更高的。
14.根据权利要求5至13的任一项所述的控制器（140），其中所述滤波器模块（160-2）进一步包括削波模块（166），布置成通过在所采样的信号超过阈值时削波所采样的信号来处理所采样的信号，和纹波成分估计模块（162），布置成通过对于所处理的信号的多个样本的每个样本使用该样本值和在已经被采样和处理的所述参考信号（SRef）的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值以估计所述纹波成分。
15.一种包括根据前述权利要求的任一项所述的控制器（140）的开关式电源（100）。
16.一种生成用于控制开关式电源（100）SMPS的输出电压（Vout）的占空比控制信号（SD）的方法，所述SMPS（100）布置成基于所述占空比控制信号（SD）和振荡参考信号（SRef）来控制所述SMPS的切换，所述方法包括：
以高于参考信号（SRef）的频率（fRef）的频率将指示所述SMPS（100）的所述输出电压（Vout）的信号采样（S10）；
滤出（S20）所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号（SF）；以及
基于所述过滤的信号（SF）通过以下操作来生成所述占空比控制信号（SD）：
以第一缩放因子（Kp）来缩放（S30）所述过滤的信号（SF）的样本值以生成第一组件信号；
通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将基于所采样的信号的信号采样来生成（S40）降采样的信号（SDC）；
存储（S50）所述降采样的信号（SDC）的值；
通过演算第二缩放因子（Kd）和差异信号的积的值来生成（S60）第二组件信号，所述差异信号作为所述过滤的信号（SF）中的每个样本值和所述降采样的信号（SDC）的所存储的值之间的差异被演算，其中所述差异信号的每个值表示基于在所述参考信号（SRef）的周期期间所得到的相应一个或更多样本的所述过滤的信号（SF）的相应值和基于在所述参考信号（SRef）的前面的周期中所得到的至少一个样本的所述降采样的信号（SDC）的值之间的差异；
以第三缩放因子（Ki）来缩放（S70）所述降采样的信号（SDC），并累计所缩放的、降采样的信号的值以生成第三组件信号；以及
通过将所述第一、第二和第三组件信号求和来生成（S80）所述占空比控制信号（SD）。
17.一种生成用于控制开关式电源（100）SMPS的输出电压（Vout）的占空比控制信号（SD）的方法，所述SMPS（100）布置成基于所述占空比控制信号（SD）和振荡参考信号（SRef）来控制所述SMPS的切换，所述方法包括：
以高于参考信号（SRef）的频率（fRef）的频率将指示所述SMPS（100）的输出电压（Vout）的信号采样（S10）；
滤出（S20）所采样的信号的纹波成分以生成过滤的信号（SF）；以及
基于所述过滤的信号（SF）通过以下操作来生成所述占空比控制信号（SD）：
以第一缩放因子（Kp+d）来缩放（S30-2）所述过滤的信号（SF）的样本值以生成第一组件信号；
通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将基于所采样的信号的信号采样来生成（S40）降采样的信号（SDC）；
存储（S50）所述降采样的信号（SDC）的值；
通过演算第二缩放因子（Kd）和所述降采样的信号（SDC）的所存储的值的积的值来生成（S60-2）第二组件信号；
以第三缩放因子（Ki）来缩放（S70-2）所述降采样的信号（SDC），并累计所缩放的、降采样的信号（SDC）的值以生成第三组件信号；以及
通过演算所述第二组件信号与所述第一和第三组件信号的和之间的差异来生成（S80-2）所述占空比控制信号（SD），其中所述差异的每个演算的值表示以下项之间的差异：
（i）基于在所述参考信号（SRef）的周期期间所得到的相应一个或更多样本的所述第一组件信号的相应值和基于已经在所述参考信号（SRef）的前面的周期中所得到的所缩放的、降采样的信号（SDC）的累计的值的所述第三组件信号的相应值的和；以及
（ii）基于在所述参考信号（SRef）的前面的周期中所得到的至少一个样本的所述第二组件信号的值。
18.根据权利要求16或权利要求17所述的方法，进一步包括：
演算在所述参考信号（SRef）的每个周期中所得到的样本的相应平均，
其中所述降采样的信号（SDC）通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将所演算的平均采样来生成。
19. 根据权利要求16或权利要求17所述的方法，其中：
所述降采样的信号（SDC）通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将所采样的信号采样来生成；以及
用于演算所述第二组件信号的在所述参考信号（SRef）的周期期间已经被存储的所述降采样的信号（SDC）的值的使用，被延迟直到所述参考信号（SRef）的随后的周期。
20.根据权利要求16或权利要求17所述的方法，其中
所述过滤的信号（SF）通过以下操作来生成：
通过对于信号的多个样本的每个样本使用该样本值和在所述参考信号（SRef）的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值以估计所述纹波成分，在所述对应点的每个点的样本与所述多个样本的所述样本以所述参考信号（SRef）的相应整数数量的周期被分开；
通过对于信号的多个样本的每个样本演算预确定数量的前面的样本值的平均来演算所采样的信号的移动平均；以及
演算所估计的纹波成分与所采样的信号和所演算的移动平均的和之间的差异作为所述过滤的信号（SF），
通过以所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）将所述过滤的信号（SF）采样来生成所述降采样的信号（SDC），以及
用于演算所述第二组件信号的在所述参考信号（SRef）的周期期间已经被存储的所述降采样的信号（SDC）的值的使用，被延迟直到所述参考信号（SRef）的随后的周期。
21. 根据权利要求16至19的任一项所述的方法，其中所述过滤的信号（SF）通过以下操作来生成：
通过对于信号的多个样本的每个样本使用该样本值和在所述参考信号（SRef）的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值以估计所述纹波成分，在所述对应点的每个点的样本与所述多个样本的所述样本以所述参考信号（SRef）的相应整数数量的周期被分开；以及
演算所估计的纹波成分和所采样的信号之间的差异作为所述过滤的信号（SF）。
22.根据权利要求16至21的任一项所述的方法，其中指示所述SMPS（100）的所述输出电压（Vout）的信号以是所述参考信号（SRef）的所述频率（fRef）的整数倍的频率被采样。
23.根据权利要求20、21和22的任一项所述的方法，其中所述纹波成分通过内插低通滤波器的使用来估计。
24.根据权利要求23所述的方法，其中所述内插低通滤波器是内插有限脉冲响应滤波器。
25.根据权利要求24所述的方法，其中所述内插有限脉冲响应滤波器是内插移动平均滤波器。
26.根据权利要求23所述的方法，其中所述内插低通滤波器是内插递归移动平均滤波器。
27.根据权利要求23至26的任一项所述的方法，其中所述内插低通滤波器是2阶或更高的。
28.根据权利要求5至13的任一项所述的方法，进一步包括：
在所采样的信号超过阈值时，通过削波所采样的信号来处理所采样的信号，
其中所述纹波成分通过对于所处理的信号的多个样本的每个样本使用该样本值和在已经被采样和处理的所述参考信号（SRef）的前面的周期中的对应点所得到的样本值来演算平均样本值以被估计。
29.一种存储计算机程序指令的计算机可读存储介质（350），所述计算机程序指令在由处理器（320）执行时促使所述处理器（320）执行如在权利要求16至28的至少一项中所阐明的方法。
30.一种携带计算机程序指令的信号（360），所述计算机程序指令在由处理器（320）执行时促使所述处理器（320）执行如在权利要求16至28的至少一项中所阐明的方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113485509A (zh) * 2020-11-17 2021-10-08 圣图尔科技公司 具有可编程滤波器的下降参考装置及其方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107852084B (zh) 2015-07-14 2020-07-28 瑞典爱立信有限公司 开关式电源补偿回路
IL263850B (en) * 2018-12-19 2020-06-30 Elbit Systems Land & C4I Ltd System and method for compensating for ripple generated from a power supply
TWI725597B (zh) 2019-10-31 2021-04-21 群光電能科技股份有限公司 電源轉換裝置
CN116054530A (zh) 2021-10-28 2023-05-02 力智电子股份有限公司 电源转换装置的控制电路及其控制方法

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201648318U (zh) * 2009-12-11 2010-11-24 北京石油化工学院 用于原油脱水的全数字控制二次逆变式高压变频矩形波交流电源装置
CN102543578A (zh) * 2012-02-07 2012-07-04 福州大学 全闭环实时控制智能交流接触器
CN203310966U (zh) * 2013-04-24 2013-11-27 国家电网公司 一种测试负荷开关可靠性***
CN103580477A (zh) * 2012-07-12 2014-02-12 英飞凌科技奥地利有限公司 具有动态电流分配的多相数字电流模式控制器
CN103699134A (zh) * 2013-12-27 2014-04-02 陕西航天导航设备有限公司 一种基于位置环控制的电动舵机***
US8698469B1 (en) * 2011-09-12 2014-04-15 Maxim Integreated Products, Inc. System and method for predicting output voltage ripple and controlling a switched-mode power supply
CN103999369A (zh) * 2011-11-04 2014-08-20 Ess技术有限公司 多个rf通道的下转换
CN104247360A (zh) * 2012-02-09 2014-12-24 爱立信调制解调器有限公司 极化调制
CN104335491A (zh) * 2011-12-15 2015-02-04 Iad信息自动化及数据处理有限公司 带有德尔塔西格玛调制器和与其连接的开关式放大器的装置
CN104467470A (zh) * 2014-12-18 2015-03-25 东南大学 一种开关电源的数字pfm控制模式实现方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7502240B2 (en) * 2004-07-27 2009-03-10 Silicon Laboratories Inc. Distributed power supply system with separate SYNC control for controlling remote digital DC/DC converters
US7428159B2 (en) * 2005-03-31 2008-09-23 Silicon Laboratories Inc. Digital PWM controller
US8130522B2 (en) * 2007-06-15 2012-03-06 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Digital power factor correction
US8816660B2 (en) * 2009-12-02 2014-08-26 Zentrum Mikroelektronik Dresden Ag Method for the closed-loop control of a buck converter and arrangement for implementing the method
US8575910B2 (en) 2010-01-20 2013-11-05 Intersil Americas Inc. Single-cycle charge regulator for digital control
JP2013181831A (ja) 2012-03-01 2013-09-12 Advantest Corp 試験装置
CN107852084B (zh) 2015-07-14 2020-07-28 瑞典爱立信有限公司 开关式电源补偿回路

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201648318U (zh) * 2009-12-11 2010-11-24 北京石油化工学院 用于原油脱水的全数字控制二次逆变式高压变频矩形波交流电源装置
US8698469B1 (en) * 2011-09-12 2014-04-15 Maxim Integreated Products, Inc. System and method for predicting output voltage ripple and controlling a switched-mode power supply
CN103999369A (zh) * 2011-11-04 2014-08-20 Ess技术有限公司 多个rf通道的下转换
CN104335491A (zh) * 2011-12-15 2015-02-04 Iad信息自动化及数据处理有限公司 带有德尔塔西格玛调制器和与其连接的开关式放大器的装置
CN102543578A (zh) * 2012-02-07 2012-07-04 福州大学 全闭环实时控制智能交流接触器
CN104247360A (zh) * 2012-02-09 2014-12-24 爱立信调制解调器有限公司 极化调制
CN103580477A (zh) * 2012-07-12 2014-02-12 英飞凌科技奥地利有限公司 具有动态电流分配的多相数字电流模式控制器
CN203310966U (zh) * 2013-04-24 2013-11-27 国家电网公司 一种测试负荷开关可靠性***
CN103699134A (zh) * 2013-12-27 2014-04-02 陕西航天导航设备有限公司 一种基于位置环控制的电动舵机***
CN104467470A (zh) * 2014-12-18 2015-03-25 东南大学 一种开关电源的数字pfm控制模式实现方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113485509A (zh) * 2020-11-17 2021-10-08 圣图尔科技公司 具有可编程滤波器的下降参考装置及其方法

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