CN107835035B - 低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置，属于直接序列扩频通信解调技术领域。本发明采用分段数据处理的方式，先对解扩数据解线调，之后做补零FFT，估计出频偏变化率和频偏并进行补偿。利用穷举法对每段频偏进行精确估计并且补偿，利用帧头极性对相位进行解模糊，完成数据的正确解调。对比现有技术，本发明克服传统锁相环相干解调装置具有相位模糊以及收敛速度慢等不足，能够实现对频偏和频偏变化率快速搜索并补偿，完成相位鉴别，相位纠正，保证短时间，低信噪比条件下，直接序列扩频信号能够正常解调。

Description

低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置
技术领域
本发明涉及一种载波相位跟踪与相干解调方法(下文简称解调装置)，尤其涉及低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置，适用于高动态，低信噪比等环境下的短帧突发直接序列扩频***载波频偏、频偏变化率的开环搜索、跟踪和符号相干解调，属于直接序列扩频通信中的解调技术领域。
背景技术
高速飞行器间与地面设备或高速飞行器之间的通信具有通信距离远、链路衰减大、信噪比低的特点，因此常采用直接序列扩频通信体制；且该种通信往往要求保证通信隐蔽性、具备防侦测能力，因而采用短帧突发体制。由于飞行器的运动速度快，运动特性复杂，通信链路上的发射机和接收端之间的相对径向运动存在一阶甚至高阶加速度，一方面由于是短帧突发的通信体制，帧通信的时间很短，所以高阶运动加速度可忽略，但另一方面接收机接收信号存在很大的多普勒频偏和多普勒一阶频偏变化率(下文简称频偏变化率)不可忽略；由于接收信号的信噪比很低，所以采用相干解调的方式，如果采用锁相环的方式去实现对载波多普勒频偏和频偏变化率的跟踪，在短帧突发通信体制下，会出现环路无法及时收敛，导致数据不能正常解调，因此应采用搜索速度更快，时间更短的开环搜索方式，完成相干解调。
通常的直接序列扩频接收机主要包括捕获模块、解扩模块、解调模块，译码模块等。捕获模块的作用是获得接收信号的频偏和相位信息，送入解扩模块；解扩模块利用捕获信息，恢复扩频前的数据；解调模块利用解扩输出数据，恢复调制前的基带信息；译码模块是利用解调模块的输出完成译码。
假设直接序列扩频通信接收机扩频码为c[l],l＝0,1,2,…,L-1，L为扩频码长度。c(l)取值为0或者1，采用无线电技术惯例，c[l]＝0表示逻辑正，c[l]＝1表示逻辑负，并且采用根升余弦脉冲成形，脉冲成形滤波器冲击函数为h(t)，则成形之后的基带波形表达式为：
Figure GDA0002341816850000021
其中，b[m]为基带数据符号，其周期Ts＝LTc，Tc为码片周期，短帧突发通信体制中，一般对突发帧帧结构有一定要求；为了便于捕获，帧通信开始先要发射导频信号，即b[m]恒为0。导频信号结束后，b[m]为长度固定的M序列或者是Gold码的帧头，帧头结束后是数据段。经过调制后，射频所发出的信号为：
Ssrnd(t)＝cos(2πfRFt)Sb，s(t)
上式中，fRF为射频频率，并且为了表达方便，假设发射信号载波初相位和码初相位均为0。
经过无线传输过程的多普勒效应和信号延迟,到达接收机，对射频信号进行I/Q两路正交下变频，得到复基带信号为：
Figure GDA0002341816850000022
上式中fβ和fσ分别为，通信链路双方相对径向加速运动产生的多普勒频偏变化率和多普勒频偏；τ0为码相位延迟。通过接收机的捕获模块完成多普勒频偏和伪码相位二维搜索。其中，一旦考虑频偏变化率，“频偏”和“初始频偏”就是两个不同的概念。默认情况下“频偏”指的是瞬时频偏；但是对于存在频偏变化率的场合，瞬时频偏是时变函数，只有“初始频偏”(帧突发通信开始时的瞬时频偏)才是恒定不变的。捕获装置得到频偏是瞬时频偏。
解扩模块利用捕获装置得到的频偏粗估计，对解扩模块的输入数据在频域上进行补偿，但是并没有补偿频偏变化率，补偿的结果为；
Figure GDA0002341816850000023
上式
Figure GDA0002341816850000024
为捕获模块得到的频偏的粗估计，r[n]为r(t)数字化表达式。对rde_In[n]进行解扩；
Figure GDA0002341816850000025
利用扩频码周期性特点对输入数据做相关操作，即解扩。只有当rde_In[n]和y[n]为同一种序列并且他们的相位又相互一致的时候，此时相关值最大，此时d[n]为解扩输出结果，按照符号速率更新。考虑到频偏变化率和残余频偏的影响，所以解扩数据输出可以写成：
Figure GDA0002341816850000026
上式中，β是对符号速率归一化的数字化频偏变化率；
Figure GDA0002341816850000031
ωσ为捕获模块得到频偏粗估计相对于码片速率归一化数字频率，Rc为码片速率，Rc＝Rs·L。代表残余载波初始(数字)频偏，假定初始相位为
Figure GDA0002341816850000032
bn∈0/1代表发送的二进制符号(BPSK调制)；解调模块的作用是完成频偏变化率，频偏的搜索、补偿以及相位鉴别，解调后符号记为z(n),其表达式为：
Figure GDA0002341816850000033
令
Figure GDA0002341816850000034
Figure GDA0002341816850000035
如果β，Δω及
Figure GDA0002341816850000036
正确估计并补偿，即
Figure GDA0002341816850000037
此时解调结果
Figure GDA0002341816850000038
传统BPSK相干解调模块通常是利用锁相环，比如平方环、科斯塔斯(Costas)环等，实现载波跟踪的，但都不能有效解决“倒π”问题，即恢复的本地载波与所需的相干载波可能同相，也可能反相，这种相位不确定性将会造成解调出来的数字基带信号正好相反，判决出来的数字符号全部出错。
发明内容
本装置的目的是为了克服传统锁相环相干解调装置具有相位模糊以及收敛速度慢为主的技术缺陷，提出了低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置，实现对频偏和频偏变化率搜索并补偿，完成相位鉴别，相位纠正，保证短时间，低信噪比条件下，直接序列扩频信号能够被正常解调。
低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置包括低信噪比短帧突发通信开环解调装置，简称本装置；以及低信噪比短帧突发通信开环解调方法，简称本方法。
本装置包括二维搜索模块、精细搜索模块1、精细搜索模块2、精细搜索模块3和帧同步模块；
其中，精细搜索模块1、精细搜索模块2与精细搜索模块3是复用的，本装置中复用的3个精细搜索模块完全一样；
本装置的输入数据为解扩模块的输出，本装置的输出数据为解调结果，送入译码模块；
本装置各模块的连接关系如下：
二维搜索模块连接精细搜索模块1；精细搜索模块1与精细搜索模块2相连，精细搜索模块2与精细搜索模块3相连，精细搜索模块3和帧同步模块相连；
本装置中各模块的功能如下：
二维搜索模块的功能是进行二维搜索，完成对接收信号初始频偏和频偏变化率进行联合估计，得到初始频偏和频偏变化率的估计，并且对多普勒频偏变化率和多普勒频偏进行补偿；精细搜索模块的功能是完成频偏的估计并补偿、相位估计以及相位补偿；帧同步模块的功能是解相位模糊。
本方法是通过以下技术方案实现的：
本装置对输入数据采用分段数据处理的方法，包括如下步骤：
步骤一、基于本装置的输入数据运行多普勒频偏变化率和多普勒频偏变化率二维搜索模块，完成对接收信号初始频偏和频偏变化率进行联合估计，得到初始频偏和频偏变化率的估计；
其中，本装置的输入数据表示为如下公式(1)，也称为第一段数据；
Figure GDA0002341816850000041
上式(1)中Δω代表残余载波初始频偏，此残余载波初始频偏为数字频偏，也称频偏；
Figure GDA0002341816850000042
为初始相位；bn∈0/1代表发送的二进制符号，β是数字化的频偏变化率，简称频偏变化率；紨为指数函数；
在高斯白噪声环境下对式(1)中的β和Δω的最大似然估计
Figure GDA0002341816850000043
和
Figure GDA0002341816850000044
等效为如下公式(2)中的二维最优化问题的解：
Figure GDA0002341816850000045
能够通过二维网格搜索进行近似求解，将频偏和频偏变化率全部不确定范围按照一定精度划分成二维平面网格，得到二维平面的方式是：对于频偏变化率，在其变化范围内，取Q个
Figure GDA0002341816850000046
即
Figure GDA0002341816850000047
按照
Figure GDA0002341816850000048
对x[n]进行Q次“解线性调频调制”，简称“解线调”，对应的符号xq[n]表达为如下公式(3)：
Figure GDA0002341816850000051
对xq[n]进行补零至长度为K点，再进行K点FFT运算，得到xq[k]；对xq[k]取模，结果为|xq[k]|；再从全部Q×K个取模结果|xq[k]|找到最大值，根据这个最大值在二维网格上的位置，得到β和Δω估计量
Figure GDA0002341816850000052
和
Figure GDA0002341816850000053
其中，
Figure GDA0002341816850000054
表示步骤一对频偏变化率的估计结果，
Figure GDA0002341816850000055
表示步骤一对初始频偏的估计结果；
此第一段数据的目的是得到频偏变化率和频偏的估计，不需要对此段数据进行后续操作，之后在(N+1)符号的基带波形进入解扩模块，根据
Figure GDA0002341816850000056
和
Figure GDA0002341816850000057
来对输入数据的频偏变化率和频偏进行补偿；
完成对接收信号初始频偏和频偏变化率进行联合估计，得到初始频偏和频偏变化率的估计，从第二段数据开始，频偏变化率的补偿均使用第一段数据得到的频偏变化率的估计结果，并且默认频偏变化率已经补偿完毕。即使步骤一得出的频偏变化率估计结果存在误差，即存在残余的多普勒频偏变化率，只要第二段数据处理长度和Q取值合适，完全可以忽略残余的多普勒频偏变化率对频偏估计造成的影响；
各段数据只需要对频偏进行估计并补偿即可，完成数据的解调；
步骤二、基于第一段数据得到的初始频偏的估计结果，运行精细搜索模块，基于第二段数据得到的频偏的精确估计结果并进行补偿，从而完成数据解调；
步骤二、具体为：
步骤2.1基于步骤一中对初始频偏的估计值进行补偿，得出公式(4)的第二段数据：
Figure GDA0002341816850000058
其中，Δω2是第二段数据的频偏、
Figure GDA0002341816850000059
是第二段数据的初始相位、M为本段数据的处理长度；为简化数学推导利用换元法将第二段数据的下标N+1≤n≤N+M改成0≤n≤M紨1；
步骤2.2运行精细搜索模块，得到频偏的精确估计；
运行本装置精细搜索模块，精细搜索模块采用穷举法得到频偏的精确估计，进而得出第二段数据的相干解调结果，具体为：
步骤2.21先对第二段数据(4)进行平方去调制，再与本地内积模板的平方做内积，本地内积模板表达式如公式(5)：
Figure GDA0002341816850000061
与本地内积模板的平方做内积的具体方法是将Δω2等间隔分成P个小区间，用P个数字频率不同的复正弦波的平方
Figure GDA0002341816850000062
与x2[n]内积，再取内积模值最大者为复正弦波数字频率为-2Δω2的一个估计，基于此估计得到
Figure GDA0002341816850000063
用于补偿频偏；相位
Figure GDA0002341816850000064
按照下式(6)估计：
Figure GDA0002341816850000065
上式(6)中的“除以2”操作会导致相位模糊，即
Figure GDA0002341816850000066
和
Figure GDA0002341816850000067
都满足公式(6)的要求，由于
Figure GDA0002341816850000068
初始值未知，在这里
Figure GDA0002341816850000069
取
Figure GDA00023418168500000610
或者
Figure GDA00023418168500000611
都可以；当数据处理到帧头段时，利用帧头的相关结果极性，来确定绝对相位，不妨先取
Figure GDA00023418168500000612
得到第二段数据相干解调结果为下式(7)：
Figure GDA00023418168500000613
步骤三、对本段数据频偏进行精确估计并且补偿，对本段数据相位进行解模糊，即需要与前一段数据相位保持一致；
步骤三、具体为：
第三段数据为：
Figure GDA00023418168500000614
本段数据为：
Figure GDA00023418168500000615
其中，第一次运行步骤三时，本段数据指第三段数据，其后依次类推；
步骤3.1：运行精细搜索模块，得到频偏的精确估计；精细搜索模块采用穷举法得到频偏的精确估计，进而得出本段数据的相干解调结果，具体为：
先对本段数据进行平方去调制，再与本地内积模板的平方做内积，本地内积模板表达式如公式(5)；与本地内积模板的平方做内积的具体方法是将Δω2等间隔分成P个小区间，用P个数字频率不同的复正弦波的平方
Figure GDA00023418168500000616
与x2[n]内积，再取内积模值最大者为复正弦波数字频率为-2Δω3的一个估计，基于此估计得到
Figure GDA0002341816850000071
用于补偿频偏；相位
Figure GDA0002341816850000072
按照下式(9)估计：
Figure GDA0002341816850000073
上式(9)中的“除以2”操作会导致相位模糊，即
Figure GDA0002341816850000074
和
Figure GDA0002341816850000075
都满足公式(9)的要求，即：得到频偏估计
Figure GDA0002341816850000076
同时得到相位
Figure GDA0002341816850000077
和
Figure GDA0002341816850000078
步骤3.2：对步骤3.1输出的相位进行解模糊，解模糊的参考相位根据前一段频偏和初相位的结果来构造，因为前一段的末相位就是本段的初相位；
如第二段初相位估计结果为
Figure GDA0002341816850000079
频偏估计结果为
Figure GDA00023418168500000710
其末段相位应为(9)：
Figure GDA00023418168500000711
这因为末相位和初相位之间隔了N-1个符号；如果考虑扩频***的解扩过程，则第三段的初相位和第二段的末相位还稍有区别，应作(10)：
Figure GDA00023418168500000712
由于第二段本身就存在相位模糊，所以第三段和以后各段只需要严格跟前一段相位保持一段相位连续即可；具体的处理过程如下(11)：
Figure GDA00023418168500000713
判断
Figure GDA00023418168500000714
和
Figure GDA00023418168500000715
哪个更接近
Figure GDA00023418168500000716
若：
Figure GDA00023418168500000717
则取
Figure GDA00023418168500000718
作为初相位的估计结果；否则，取
Figure GDA00023418168500000719
然后根据第三段的数据进行相干解调，并根据
Figure GDA00023418168500000720
对频偏进行补偿，第三段相干解调输出为：
Figure GDA00023418168500000721
步骤四、基于后续数据段，重复运行步骤三，直到导频段数据处理结束；所得的相位估计结果能和前一段数据相位保持一致；
步骤五、步骤一到步骤四将导频段数据处理结束后，进入帧头段的数据处理，具体的处理方式是是对帧头数据取相关，得出帧头相关结果；
其中，帧头通常为M序列或者Gold码序列，帧头是数据段的开始；
帧头通过解扩、频率估计、补偿和相位估计，输出数据z[n]，与本地的帧头模板做如下公式(14)的相关运算：
Figure GDA00023418168500000722
此公式(14)的相关过程与解扩过程的运算一样，区别是解扩中是在码片级别上做的相关操作，解扩是相关长度为一个符号的时间长度；而帧同步是在符号级别上做的相关运算，相关运算的长度取决于帧头的长度；rheader[n]为帧头相关结果；sheader_tep[n]为帧头本地模板；M为帧头长度；
步骤六、将帧头相关结果与本地模板做相关，依据相关结果绝对值是否超过预定门限来确定帧同步是否成功，并进行相应操作，具体为：对帧头相关运算结果rheader[n]取模操作，如果取模结果超过门限，则认为帧同步成功，跳至步骤七，启动译码装置；否则认为本帧数据接收失败，返回至步骤一等待下一帧数据到来；
步骤七、帧同步成功时，根据相关结果极性，对相位进行解模糊；具体为：根据为解决“倒π”问题，当超过门限的时刻，需要确认超过门限时相关结果的正负；如果极性为正，说明此时保持的相位为0，直接输出z[n]进译码装置；如果相关结果极性为负，说明此时保持的相位为π，需要将z[n]取反，之后给译码模块；译码结束后，本帧数据接收成功，本装置返回至步骤一等待下一帧数据到来；
至此，从步骤一到步骤七，完成了低信噪比短帧突发通信开环解调方法。
有益效果
本发明提出的低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置，与现有技术相比，具有如下有益效果：
1.利用解线调和二维搜索等方法能够在很短时间内完成对多普勒频偏和频偏变化率的精确估计；
2.通过分段处理方式，利用穷举法将每段的频偏的精细估计并进行补偿，实现对载波频率跟踪，完成相位鉴别；
3、利用帧头极性对相位进行纠正，保证数据信息能够正确解调，适用于高动态，低信噪比等环境下的短帧突发直接序列扩频***载波频偏、频偏变化率的开环搜索、跟踪和符号相干解调。
附图说明
图1是本发明低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置及实施例1中的本装置的原理框图；
图2是本发明低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置中实施例步骤一中频偏和频偏变化率二维搜索平面；
图3是本发明低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置中实施例步骤一中解线调原理；
图4是本发明低信噪比短帧突发通信开环解调方法及装置中穷举法频率精细搜索原理框图。
具体实施方式
下面结合实例和附图对本装置做进一步详细说明。
本实例以直接序列扩频BPSK通信接收机为例，其基带数字信号处理部分如图1所示。
从图1可以看出进入本装置的是解扩数据，依次运行本装置的多普勒频偏变化率和多普勒频偏二维搜索模块、精细搜索模块以及帧同步模块，完成解调功能，将数据输出至接收机的译码模块，完成译码。
本装置输入数据参数指标：符号速率Rs＝2.5ksps；初始频偏Δf范围
Figure GDA0002341816850000091
单位Hz。频偏变化率ΔΔf范围±6，单位kHz/s。
将解扩后的数据输入至本装置，数据频偏和频偏变化率的先验信息为Δf＝-130.9140Hz；ΔΔf＝-3253.3Hz/s。第一段数据长度为128个符号，且全部为导频(基带数据全“0”)。进入多普勒频偏变化率和多普勒频偏二维搜索模块后，将初始的频偏和频偏变化率的全部不确定范围各自按照一定精度划分为二维平面网格，先按照
Figure GDA0002341816850000092
对x[n]进行解线调，如图2所示，频偏变化率ΔΔf搜素范围±6kHz/s,
Figure GDA0002341816850000093
搜索精度250Hz/s(相邻两个q值之间相差250Hz/s)，Q值为
Figure GDA0002341816850000094
Figure GDA0002341816850000095
解线调表达式为
Figure GDA0002341816850000096
上式中
Figure GDA0002341816850000097
对49组解线调结果xq[n]补128个零，做256点FFT，得到49组xq[k]，每组xq[k]长度256。将全部的49×256的取模结果|xq[k]|画在网格上，根据最大值对应的坐标，得出此段信号的频偏和频偏变化率。如附图3，得到的频偏为-136.7188Hz,频偏变化率-3000Hz/s，即转化为数字域上得到的频偏估计量
Figure GDA0002341816850000101
频偏变化率
Figure GDA0002341816850000102
分别对频偏变化率和频偏进行补偿。
从第二段数据开始，数据处理的长度都为64，并且默认为频偏变化率已经利用第一段频偏变化率估计结果
Figure GDA0002341816850000103
进行补偿，即使在第一段估计出来的
Figure GDA0002341816850000104
有误差，误差最大为500Hz/s，在64个符号的时间长度，频率积累为
Figure GDA0002341816850000105
如果本段频偏估计得出的频率超过12.8Hz，认为本段频率估计有错，维持前一次频率估计结果，只对每段数据估计出的频偏进行更新并补偿。由数字信号处理知识可知，第一段数据处理后参与频偏补偿的精度为
Figure GDA0002341816850000106
所以从第二段数据开始采用穷举法来得到频偏更加精确的估计。
第二段数据进入精细搜索模块的数据为：
Figure GDA0002341816850000107
如附图4，对第二段数据x[n]进行平方去调制，然后用穷举法，即用64个数字频率不同的复正弦波模板，两组相邻模板之间频率间隔为
Figure GDA0002341816850000108
不同频率模板平方与x2[n]内积，共得到64组内积结果，内积结果表达式为：
Figure GDA0002341816850000109
上式中
Figure GDA00023418168500001010
取内积结果模值最大者，估计出复正弦波数字频率为-2Δω2,根据仿真结果，
Figure GDA00023418168500001011
的值最大，此时p＝28。所以本段数据的频率估计为
Figure GDA00023418168500001012
Figure GDA00023418168500001013
相位估计按照：
Figure GDA00023418168500001014
除以2会导致相位模糊，由于第二段数据没有数据先验信息，所以直接选取
Figure GDA00023418168500001015
即可。用此段数据估计得到的
Figure GDA00023418168500001016
对频偏进行补偿。此段数据的解调结果为
Figure GDA00023418168500001017
第三段数据中的
Figure GDA00023418168500001018
和
Figure GDA00023418168500001019
估计方法和第二段数据估计方法一样，通过精细搜索模块，得到本段数据的频偏估计
Figure GDA00023418168500001020
Figure GDA00023418168500001021
对频偏进行补偿
Figure GDA0002341816850000111
从第三段数据开始，需要对数据进行解模糊，保证与前一段相位保持一致。
第三段的初相位为
Figure GDA0002341816850000112
Figure GDA0002341816850000113
则取
Figure GDA0002341816850000114
作为初相位的估计结果,然后根据第三段的数据进行相干解调，此段数据的解调结果为：
Figure GDA0002341816850000115
第四段以及以后各段的处理流程与第三段完全一样，当帧同步成功时，此时相关结果极性为负，帧头结束后，数据段解调结果需要将z[n]符号取反，输出至译码装置，完成译码。
试验结果
对此段数据段解调结果误码率进行统计，10000个符号，信噪比
Figure GDA0002341816850000116
条件下，仿真得到误码率为0.395，理论误码率为0.375，与理论值基本符合。
本发明提出的解调装置，能够在较低信噪比下，短时间内，对频偏和频偏变化率完成估计并且实时补偿，实现接收机对信号的频偏和频偏变化率准确跟踪，完成相位鉴别和相位纠正，保证解调数据误码率与理论值相符。
综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.低信噪比短帧突发通信开环解调装置，其特征在于：包括多普勒频偏变化率和多普勒频偏变化率二维搜索模块、精细搜索模块和帧同步模块；
其中，精细搜索模块是复用的，本装置中复用的精细搜索模块完全一样；
本装置的输入数据为解扩模块的输出，本装置的输出数据为解调结果，送入译码模块；
本装置各模块的连接关系如下：
二维搜索模块连接精细搜索模块1；精细搜索模块1与精细搜索模块2相连，精细搜索模块2与精细搜索模块3相连，精细搜索模块3和帧同步模块相连；
本装置中各模块的功能如下：
多普勒频偏变化率和多普勒频偏变化率二维搜索模块的功能是进行二维搜索，完成对接收信号初始频偏和频偏变化率进行联合估计，得到初始频偏和频偏变化率的估计，并且对多普勒频偏变化率和多普勒频偏进行补偿；精细搜索模块的功能是完成频偏的估计并补偿、相位估计以及相位补偿；帧同步模块的功能是解相位模糊。
2.如权利要求1所述的低信噪比短帧突发通信开环解调装置中采用低信噪比短帧突发通信开环解调方法，其特征在于：包括如下步骤：
步骤一、基于本装置的输入数据运行多普勒频偏变化率和多普勒频偏变化率二维搜索模块，完成对接收信号初始频偏和频偏变化率进行联合估计，得到初始频偏和频偏变化率的估计；
其中，本装置的输入数据也称为第一段数据；
步骤二、基于第一段数据得到的初始频偏的估计结果，运行精细搜索模块1、精细搜索模块2以及精细搜索模块3得到第二段数据，基于第二段数据得到的频偏的精确估计结果并进行补偿，从而完成数据解调；
步骤三、对本段数据频偏进行精确估计并且补偿，对本段数据相位进行解模糊，即需要与前一段数据相位保持一致；
步骤四、基于后续数据段，重复运行步骤三，直到导频段数据处理结束；所得的相位估计结果能和前一段数据相位保持一致；
步骤五、步骤一到步骤四将导频段数据处理结束后，进入帧头段的数据处理，具体的处理方式是是对帧头数据取相关，得出帧头相关结果；
其中，帧头通常为M序列或者Gold码序列，帧头是数据段的开始；
帧头通过解扩、频率估计、补偿和相位估计，输出数据z[n]，与本地的帧头模板做如下公式(14)的相关运算：
Figure FDA0002422322010000021
此公式(14)的相关过程与解扩过程的运算一样，区别是解扩中是在码片级别上做的相关操作，解扩是相关长度为一个符号的时间长度；而帧同步是在符号级别上做的相关运算，相关运算的长度取决于帧头的长度；rheader[n]为帧头相关结果；sheader_tep[n]为帧头本地模板；M为帧头长度；
步骤六、将帧头相关结果与本地模板做相关，依据相关结果绝对值是否超过预定门限来确定帧同步是否成功，并进行相应操作，具体为：对帧头相关运算结果rheader[n]取模操作，如果取模结果超过门限，则认为帧同步成功，跳至步骤七，启动译码装置；否则认为本帧数据接收失败，返回至步骤一等待下一帧数据到来；
步骤七、帧同步成功时，根据相关结果极性，对相位进行解模糊；具体为：根据为解决“倒π”问题，当超过门限的时刻，需要确认超过门限时相关结果的正负；如果极性为正，说明此时保持的相位为0，直接输出z[n]进译码装置；如果相关结果极性为负，说明此时保持的相位为π，需要将z[n]取反，之后给译码模块；译码结束后，本帧数据接收成功，本装置返回至步骤一等待下一帧数据到来；
至此，从步骤一到步骤七，完成了低信噪比短帧突发通信开环解调方法。
3.根据权利要求2所述的低信噪比短帧突发通信开环解调方法，其特征在于：步骤一中，本装置的输入数据表示为如下公式(1)：
Figure FDA0002422322010000022
上式(1)中Δω代表残余载波初始频偏，此残余载波初始频偏为数字频偏，也称频偏；
Figure FDA0002422322010000023
为初始相位；bn∈0/1代表发送的二进制符号，β是数字化的频偏变化率，简称频偏变化率；e为指数函数；
在高斯白噪声环境下对式(1)中的β和Δω的最大似然估计
Figure FDA0002422322010000024
和
Figure FDA0002422322010000025
等效为如下公式(2)中的二维最优化问题的解：
Figure FDA0002422322010000026
具体通过二维网格搜索进行近似求解，将频偏和频偏变化率全部不确定范围按照一定精度划分成二维平面网格，得到二维平面的方式是：对于频偏变化率，在其变化范围内，取Q个
Figure FDA0002422322010000031
即
Figure FDA0002422322010000032
按照
Figure FDA0002422322010000033
对x[n]进行Q次“解线性调频调制”，简称“解线调”，对应的符号xq[n]表达为如下公式(3)：
Figure FDA0002422322010000034
对xq[n]进行补零至长度为K点，再进行K点FFT运算，得到xq[k]；对xq[k]取模，结果为|xq[k]|；再从全部Q×K个取模结果|xq[k]|找到最大值，根据这个最大值在二维网格上的位置，得到β和Δω估计量
Figure FDA0002422322010000035
和
Figure FDA0002422322010000036
其中，
Figure FDA0002422322010000037
表示步骤一对频偏变化率的估计结果，
Figure FDA0002422322010000038
表示步骤一对初始频偏的估计结果；
此第一段数据的目的是得到频偏变化率和频偏的估计，不需要对此段数据进行后续操作，之后在(N+1)符号的基带波形进入解扩模块，根据
Figure FDA0002422322010000039
和
Figure FDA00024223220100000310
来对输入数据的频偏变化率和频偏进行补偿；
完成对接收信号初始频偏和频偏变化率进行联合估计，得到初始频偏和频偏变化率的估计，从第二段数据开始，频偏变化率的补偿均使用第一段数据得到的频偏变化率的估计结果，并且默认频偏变化率已经补偿完毕；即使步骤一得出的频偏变化率估计结果存在误差，即存在残余的多普勒频偏变化率，只要第二段数据处理长度和Q取值合适，完全可以忽略残余的多普勒频偏变化率对频偏估计造成的影响；各段数据只需要对频偏进行估计并补偿即可，完成数据的解调。
4.根据权利要求3所述的低信噪比短帧突发通信开环解调方法，其特征在于：步骤二、具体为：
步骤2.1基于步骤一中对初始频偏的估计值进行补偿，得出公式(4)的第二段数据：
Figure FDA00024223220100000311
其中，Δω2是第二段数据的频偏、
Figure FDA00024223220100000312
是第二段数据的初始相位、M为本段数据的处理长度；为简化数学推导利用换元法将第二段数据的下标N+1≤n≤N+M改成0≤n≤M-1；
步骤2.2运行精细搜索模块，得到频偏的精确估计；
运行本装置精细搜索模块，精细搜索模块采用穷举法得到频偏的精确估计，进而得出第二段数据的相干解调结果，具体为：
步骤2.21先对第二段数据(4)进行平方去调制，再与本地内积模板的平方做内积，本地内积模板表达式如公式(5)：
Figure FDA0002422322010000041
与本地内积模板的平方做内积的具体方法是将Δω2等间隔分成P个小区间，用P个数字频率不同的复正弦波的平方
Figure FDA0002422322010000042
与x2[n]内积，再取内积模值最大者为复正弦波数字频率为-2Δω2的一个估计，基于此估计得到
Figure FDA0002422322010000043
用于补偿频偏；相位
Figure FDA0002422322010000044
按照下式(6)估计：
Figure FDA0002422322010000045
上式(6)中的“除以2”操作会导致相位模糊，即
Figure FDA0002422322010000046
和
Figure FDA0002422322010000047
都满足公式(6)的要求，由于
Figure FDA0002422322010000048
初始值未知，在这里
Figure FDA0002422322010000049
取
Figure FDA00024223220100000410
或者
Figure FDA00024223220100000411
都可以；当数据处理到帧头段时，利用帧头的相关结果极性，来确定绝对相位，不妨先取
Figure FDA00024223220100000412
得到第二段数据相干解调结果为下式(7)：
Figure FDA00024223220100000413
5.根据权利要求4所述的低信噪比短帧突发通信开环解调方法，其特征在于：步骤三具体为：
本段数据为：
Figure FDA00024223220100000414
其中，第一次运行步骤三时，本段数据指第三段数据，其后依次类推；
步骤3.1：运行精细搜索模块，得到频偏的精确估计；精细搜索模块采用穷举法得到频偏的精确估计，进而得出本段数据的相干解调结果，具体为：
先对本段数据进行平方去调制，再与本地内积模板的平方做内积，本地内积模板表达式如公式(5)；与本地内积模板的平方做内积的具体方法是将Δω2等间隔分成P个小区间，用P个数字频率不同的复正弦波的平方
Figure FDA00024223220100000415
与x2[n]内积，再取内积模值最大者为复正弦波数字频率为-2Δω3的一个估计，基于此估计得到
Figure FDA0002422322010000051
用于补偿频偏；相位
Figure FDA0002422322010000052
按照下式(9)估计：
Figure FDA0002422322010000053
上式(9)中的“除以2”操作会导致相位模糊，即
Figure FDA0002422322010000054
和
Figure FDA0002422322010000055
都满足公式(9)的要求，即：得到频偏估计
Figure FDA0002422322010000056
同时得到相位
Figure FDA0002422322010000057
和
Figure FDA0002422322010000058
步骤3.2：对步骤3.1输出的相位进行解模糊，解模糊的参考相位根据前一段频偏和初相位的结果来构造，因为前一段的末相位就是本段的初相位；
如第二段初相位估计结果为
Figure FDA0002422322010000059
频偏估计结果为
Figure FDA00024223220100000510
其末段相位应为(9)：
Figure FDA00024223220100000511
这因为末相位和初相位之间隔了N-1个符号；如果考虑扩频***的解扩过程，则第三段的初相位和第二段的末相位还稍有区别，应作(10)：
Figure FDA00024223220100000512
由于第二段本身就存在相位模糊，所以第三段和以后各段只需要严格跟前一段相位保持一段相位连续即可；具体的处理过程如下(11)：
Figure FDA00024223220100000513
判断
Figure FDA00024223220100000514
和
Figure FDA00024223220100000515
哪个更接近
Figure FDA00024223220100000516
若：
Figure FDA00024223220100000517
则取
Figure FDA00024223220100000518
作为初相位的估计结果；否则，取
Figure FDA00024223220100000519
然后根据第三段的数据进行相干解调，并根据
Figure FDA00024223220100000520
对频偏进行补偿，第三段相干解调输出为：
Figure FDA00024223220100000521
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