CN107809275A - 一种基于毫米波mimo***的有限反馈混合预编码方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，包括以下步骤：S1：构造模拟预定义码本集合及其码字搜索方法；S2：将毫米波MIMO***的模拟预定义码本集合和数字预定义码本集合同时存储于基站和用户终端；S3：用户终端获得模拟预编码矩阵F_RF；S4：再根据模拟预编码矩阵F_RF及信道状态信息得到基带预编码矩阵F_BB；S5:将模拟预编码矩阵F_RF和数字预编码矩阵F_BB波束索引反馈到基站；S6：基站得到预编码矩阵F＝F_RFF_BB，并利用预编码矩阵F向用户发送数据。本发明采用模拟预定义码本的构造方法，能得到较好的性能。

Description

一种基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法

技术领域

本发明属于移动通信技术及多天线技术领域，涉及在毫米波频段的频分双工(FDD)***，提出一种应用于单用户场景下的具有大规模天线阵列的毫米波MIMO(Multiple‐Input Multiple‐Output)***的有限反馈混合预编码方法。

背景技术

目前，随着无线通信技术和移动互联网的飞速发展，人们不断地对移动通信速率提出更高的要求。然而，无线通信***中可用频谱和发射功率等***资源都是有限的，无法满足日益增长的速率要求。毫米波通信与应用于大多无线应用和蜂窝***的微波通信相比，具有大的和未开发利用的毫米波带宽。虽然毫米波信号会经历更多的自由空间路径损耗，但由于毫米波带宽的短波长，可以在一定的尺寸内封装大量的天线元件，即毫米波***的发射端和接收端具有大规模的天线阵列，所以毫米波***可以利用大规模的天线阵列产生的波束成型增益来弥补其带来的自由空间损耗。毫米波信道的传播特征是它的高自由空间路径损失，而这会导致有限的空间选择性或有限的散射体。即毫米波***具有空间稀疏散射体特性，故毫米波通信已成为未来蜂窝无线***最有希望的候选者之一。对于毫米波MIMO***，在实际场景中使用与传统低频MIMO***一样的全数字收发架构是难以实现的。首先，全数字收发架构设计要求每个天线元件都连接一个射频链，就目前的半导体技术而言，毫米波信号混合信号组件的高成本和高功率损耗使得全数字预编码矩阵是不可能实现的。其次，毫米波收发机的特征是具有大的紧密堆叠的天线阵列，会导致高水平的天线相关性。

此外，一般的有限反馈都是将信道状态信息反馈给基站，然后基站根据信道状态信息进行预编码设计，但是在毫米波MIMO***或是低频MIMO***中，由于天线数的增多，信道矩阵H的维数也会变得很大，这样的有限反馈的计算复杂度是非常高的。同时，在实际场景中也是不可能实现的。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。

发明内容

有鉴于此，确有必要提供一种基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，采用两级混合预编码方法，并采用新的模拟预定码本的构造方法和双码本的结构将模拟/数字预编码相结合，显著降低码字搜索复杂度，从而能够有效的降低了计算复杂度，并取得较好的性能，与现有技术其他毫米波的有限反馈方法相比提高了1‐2dB。

为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：

一种基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，包括以下步骤：

步骤S1：构造模拟预定义码本集合及其码字搜索方法，而数字预定义码本采用的是常规的随机矢量量化码本集合。其中由于毫米波MIMO***的模拟预编码器通常采用模拟移相器实现，从而使得模拟预编码矩阵的每个元素的模量恒定。所以设计预定义码本F时要考虑到这一约束条件。模拟预定义码本设计包括码本的设计方法及设计准则。在模拟预定义码本的设计中，加入了旋转矩阵的概念，是基于编码原理，可以进行很好等价映射，从而构造一个较好的码本。由于基带预编码矩阵的相关硬件没有什么约束限制，所以数字预定义码本W采用的是常规的随机矢量量化(RVQ)码本集合。

步骤S2：将毫米波MIMO***的模拟预定义码本集合和数字预定义码本集合同时存储于基站和用户终端。

步骤S3：在第一阶段的反馈中，用户终端根据估计的信道状态信息进行码字搜索操作，即首先获得模拟预编码矩阵F_RF。用户终端根据基站发送的导频训练序列估计信道状态信息，对CSI处理得到数据流的最佳数字预编码矩阵F_opt，再据毫米波的空间稀疏优化问题可以类似得到混合预编码的非凸优化问题：

s.t.F_RF∈F，又由最小二乘法得所以上述的优化问题可从写成：

s.t.F_RF∈F，其中，N_s是传输的数据流数。用户终端根据优化问题对预编码码本F进行搜索，从而获得模拟预编码器F_RF。

步骤S4：在第二阶段中，用户终端再根据模拟预编码矩阵F_RF及信道状态信息进行码字搜索操作，从而得到基带预编码矩阵F_BB。基带预编码码本是一个随机矢量量化码本W，通过对其进行矢量量化得到数字预编码矩阵F_BB。

步骤S5：用户终端将模拟预编码矩阵F_RF和数字预编码矩阵F_BB波束索引反馈到基站。在第一阶段和第二阶段进行码字搜索得到预编码矩阵F_RF和基带预编码矩阵F_BB，并将其索引数返回到基站。

步骤S6：基站由混合设计的基带预编码矩阵F_BB和模拟预编码矩阵F_RF组合得到预编码矩阵F＝F_RFF_BB，并利用预编码矩阵F向用户发送数据。

优选地，在步骤S1中进一步包括以下步骤：

模拟预定义码本F的构造方法如下：设L为码本的大小F，即L＝2^b，其中b为反馈比特数；

令L＝L₁L₂…L_s，其中，L₁L₂…L为待定的正整数；天线数为M，码本F采用如下的设计方法：F＝{φ₁,φ₂,…,φ_L}；其中θ_i是构造的旋转矩阵，

0≤u_i1,u_i2,…,u_iM≤L_i-1为M个待定的整数；φ₀为M×r维的酉矩阵，即满足(I_L为L维的单位矩阵)，r为码本的秩；而u_i1,u_i2,…,u_iM的大小又根据码本最小角度最大化的方法确定；φ₀的构造是从M×M维的DFT矩阵中选取前r列；

模拟预定义码本的设计准则：由φ_i的列向量所生成的空间记<φ_i>，则它是一个M维空间中的r维子空间，这样，<φ_i>与<φ_j>之间存在r个角度，记这r个角度分别为ω_ij,1≤ω_ij,2≤…≤ω_ij,r，记λ_ij,1≤λ_ij,2≤…≤λ_ij,r为矩阵的特征值，则它们的计算方法如下:

当指标s>M/2时，有ω_s＝0；由此，当r≤M/2时，选择码本使得min_1≤i<j≤Lω_ij,r越大越好；而当r>M/2时，选择码本使得min_1≤i<j≤Lω_ij,t，其中t＝M/2。

优选地，在步骤S3中，

基站发送下行导频训练；

用户终端根据接收到的导频序列计算出信道状态信息(CSI)；

用户终端利用所估计的信道矩阵H进行波束搜索操作及预编码处理；

优选地，在步骤S5中，

在双码本有限反馈中，利用模拟预定义码本和数字预定义码本可以极大的降低计算复杂度。

优选地，在步骤S6中，

基站发送符号为s，基站利用预编码矩阵F向用户终端发送数据。

优选地，还包括以下步骤：

用户终端接收基站发送的数据进行解码的步骤。

与现有技术相比较，本发明采用基于有限反馈的混合模拟/数字预编码方法，从而能够有效的降低了计算复杂度，并取得较好的性能，与现有技术其他毫米波的有限反馈方法相比提高了1‐2dB。而且仿真结果表明，当N_s＝1时，我们所提出的方法的性能显著好于一般的有限反馈方法；而当N_s＝2时，我们所提出的方法的性能也会有所提高，但没有N_s＝1时性能明显。

附图说明

图1为本发明应用场景的示意图。

图2为本发明中用户终端信号到达基站的到达角示意图。

图3为本发明应用于毫米波频段的大规模MIMO***的有限反馈混合预编码方法的流程框图。

图4为本发明方法中具有混合预处理结构的大规模毫米波***的***框图

图5为本发明实施例1中四种预编码方法的性能比较。

图6为本发明实施例2中四种预编码方法的性能比较。

图7为本发明实施例3中四种预编码方法的性能比较。

图8为本发明实施例4中四种预编码方法的性能比较。。

如下具体实施例将结合上述附图进一步说明本发明。

具体实施方式

以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。

在描述本发明的具体技术方案前，先对部分缩写及符号进行定义和***模型介绍。(·)^-1、(·)^T和(·)^*分别表示逆、转置和共轭转置操作(厄尔米特运算符)；||A||_F是A的Frobenius范数；tr(A)，|A|表示A的迹和行列式；[A|B]表示水平链接；I_N×N表示N×N的单位阵；

参见图1，所示为本发明应用场景的示意图。考虑一个下行的单用户毫米波***。基站端配备N_t根发射天线和个RF链，用户终端配备有N_r根接收天线和个RF链。本发明表示是应用于发送信息符号向量的基带预编码矩阵，在通过个RF链的基带预编码和RF处理步骤之后，接着基站端对发送信号进行的模拟预编码处理。给定F＝F_RFF_BB作为用户的基站预编码矩阵的组合。则基站的发送端信号可以表示为：

x＝Fs＝F_RFF_BBs

其中和假设发送的信息符号具有单位功率，即因为F_RF是使用模拟移相器实现的，F_RF的元素要满足的限制，其中(·)_l,l表示的是矩阵的第l个对角元素，即F_RF所有元素的模长均为一。同时，为了满足基站总功率P的负担，预编码矩阵F的约束为Tr{FF^*}≤P。

从基站到用户终端的下行链路信道为则用户终端的接收信号可以被建模为

y＝Hx+z＝HF_RFF_BBs+z

其中y是N_r×1的接收信号向量，z假设为独立同分布的噪声向量。

为了便于说明本发明的技术方案，参见图2，所示为毫米波MIMO***的散射体示意图，采用扩展的Saleh‐Valenzuela信道模型，集群信道模型的矩阵信道H假设由N_cl个散射体集群，且每个散射体集群有N_ray个传播路径的贡献之和组成，即L＝N_cl×N_ray。因此，离散时间窄带信道H可以写成：

其中L是传播路径数；α_l是第l个路径的复合增益，包括路径损失且α_l～CN(0，σ_α)；和分别是它的(方位，俯仰)到达角和出发角。然后，向量和分别表示在和的(方位，俯仰)角度上的归一化接收和发送阵列响应向量，是接收阵列矩阵和是发送阵列矩阵；附加归一化因子是为了满足

注意到阵列响应向量和仅取决于接收和发送天线阵列结构，两个常用的天线阵列结构是均匀线性阵列(ULA)和均匀平面阵列(UPA)。对于在yz平面分别在y轴和z轴具有W和H元素的均匀平面阵列(UPAs)的情况，阵列响应向量可以写成

其中0≤m≤W和0≤n≤H分别是y轴和z轴天线元素的索引数，且天线阵列的大小是N＝WH。

参见图3至图4，所示为本发明应用于毫米波频段的大规模MIMO***的有限反馈混合预编码方法的流程框图及毫米波***框图，具体包括如下步骤：

步骤S1：构造模拟预定义码本集合及其码字搜索方法，而数字预定义码本采用的是常规的随机矢量量化码本集合。其中由于毫米波MIMO***的模拟预编码器通常采用模拟移相器实现，从而使得模拟预编码矩阵的每个元素的模量恒定。所以设计预定义码本F时要考虑到这一约束条件。模拟预定义码本设计包括码本的设计方法及设计准则。在模拟预定义码本的设计中，加入了旋转矩阵的概念，是基于编码原理，可以进行很好等价映射，从而构造一个较好的码本。由于基带预编码矩阵的相关硬件没有什么约束限制，所以数字预定义码本W采用的是常规的随机矢量量化(RVQ)码本集合。

步骤S2：将毫米波MIMO***的模拟预定义码本集合和数字预定义码本集合同时存储于基站和用户终端。

步骤S3：在第一阶段的反馈中，用户终端根据估计的信道状态信息进行码字搜索操作，即首先获得模拟预编码矩阵F_RF。用户终端根据基站发送的导频训练序列估计信道状态信息，对CSI处理得到数据流的最佳数字预编码矩阵F_opt，再据毫米波的空间稀疏优化问题可以类似得到混合预编码的非凸优化问题：

s.t.F_RF∈F，又由最小二乘法得所以上述的优化问题可从写成：

s.t.F_RF∈F，其中，N_s是传输的数据流数。用户终端根据优化问题对预编码码本F进行搜索，从而获得模拟预编码器F_RF。

步骤S4：在第二阶段中，用户终端再根据模拟预编码矩阵F_RF及信道状态信息进行码字搜索操作，从而得到基带预编码矩阵F_BB。基带预编码码本是一个随机矢量量化码本W，通过对其进行矢量量化得到数字预编码矩阵F_BB。

步骤S5：用户终端将模拟预编码矩阵F_RF和数字预编码矩阵F_BB波束索引反馈到基站。在第一阶段和第二阶段进行码字搜索得到预编码矩阵F_RF和基带预编码矩阵F_BB，并将其索引数返回到基站。

步骤S6：基站由混合设计的基带预编码矩阵F_BB和模拟预编码矩阵F_RF组合得到预编码矩阵F＝F_RFF_BB，并利用预编码矩阵F向用户发送数据。

模拟预编码码本集合的构造是本发明的关键所在，在一种优选实施方式中，在步骤S1中进一步包括以下步骤：

模拟预定义码本F的构造方法如下：设L为码本的大小F，即L＝2^b，其中b为反馈比特数；

令L＝L₁L₂…L_s，其中，L₁L₂…L为待定的正整数；天线数为M，码本F采用如下的设计方法：F＝{φ₁,φ₂,…,φ_L}；其中θ_i是构造的旋转矩阵，

0≤u_i1,u_i2,…,u_iM≤L_i-1为M个待定的整数；φ₀为M×r维的酉矩阵，即满足(I_L为L维的单位矩阵)，r为码本的秩；而u_i1,u_i2,…,u_iM的大小又根据码本最小角度最大化的方法确定；φ₀的构造是从M×M维的DFT矩阵中选取前r列；

模拟预定义码本的设计准则：由φ_i的列向量所生成的空间记<φ_i>，则它是一个M维空间中的r维子空间，这样，<φ_i>与<φ_j>之间存在r个角度，记这r个角度分别为ω_ij,1≤ω_ij,2≤…≤ω_ij,r，记λ_ij,1≤λ_ij,2≤…≤λ_ij,r为矩阵的特征值，则它们的计算方法如下:

当指标s>M/2时，有ω_s＝0；由此，当r≤M/2时，选择码本使得min_1≤i<j≤Lω_ij,r越大越好；而当r>M/2时，选择码本使得min_1≤i<j≤Lω_ij,t，其中t＝M/2。

在一种优选实施方式中，在步骤S3中，

基站发送下行导频训练；

用户终端根据接收到的导频序列计算出信道状态信息(CSI)；

用户终端利用所估计的信道矩阵H进行波束搜索操作及预编码处理；

在一种优选实施方式中，在步骤S5中，

在双码本有限反馈中，利用模拟预定义码本和数字预定义码本可以极大的降低计算复杂度。

优选地，在步骤S6中，

基站发送符号为s基站利用预编码矩阵F向用户终端发送数据。

优选地，还包括以下步骤：

用户终端接收基站发送的数据进行解码的步骤。

在一种优选实施方式中，还包括以下步骤：

用户终端接收基站发送的数据进行解码的步骤。其为编码过程的逆过程，这里简单介绍些具体的解码过程：

对于用户终端接收到的信号为y，通过模拟组合矩阵W_RF和数字均衡矩阵W_BB的接收处理后，进行取模运算，然后对信号进行译码处理。

下面通过具体实例对应用于毫米波频段的大规模MIMO***的有限反馈混合预编码方法进行详细说明。

实施例1

在单用户的毫米波MIMO***，设置基站天线数为8×8均匀平面阵列(UPA)，即N_t＝64和个射频链数，而设置用户天线数为4×4均匀平面阵列(UPA)，即N_r＝16和个射频链。假定每个用户的信道包含有8个簇，且每个簇内有10条传播路径，即，用户的传播路径总数为L＝80。基站发送给用户的数据流数设置为N_s＝1。所有的信道路径增益α_l假设是独立同分布的方差为的高斯分布。并且假设波束到达角和出发角的方位角在[0；2π]内均匀分布，而俯仰角在内均匀分布。将噪声方差设置为σ²＝1，绘图时的SNR定义为

假定反馈信道矩阵H的信道状态信息和反馈最佳数字预编码矩阵F_opt信道状态信息的反馈比特数为b＝10bit；而在我们设计的双码本混合波束成型设计中，设定模拟预定义码本的反馈比特数b1＝4bit，数字预定义码本的反馈比特数为b2＝6bit。在反馈链路的总比特数相同时，对其进行仿真比较。

参见图5，所示为实施例1的性能仿真图，分别采用4种预编码方法得到的***的频谱效率，可以看出本发明提出的方法的频谱效率与直接反馈信道矩阵H的性能相比，性能提高了约3dB；而与直接反馈数字预编码矩阵F_opt的性能相比，性能提高了约0.4dB，同时极大的降低了计算复杂度。

实施例2

在单用户的毫米波MIMO***，设置基站天线数为8×8均匀平面阵列(UPA)，即N_t＝64和个射频链数，而设置用户天线数为4×4均匀平面阵列(UPA)，即N_r＝16和个射频链。假定每个用户的信道包含有8个簇，且每个簇内有10条传播路径，即，用户的传播路径总数为L＝80。基站发送给用户的数据流数设置为N_s＝2。所有的信道路径增益α_l假设是独立同分布的方差为的高斯分布。并且假设波束到达角和出发角的方位角在[0；2π]内均匀分布，而俯仰角在内均匀分布。将噪声方差设置为σ²＝1，绘图时的SNR定义为

假定反馈信道矩阵H的信道状态信息和反馈最佳数字预编码矩阵F_opt信道状态信息的反馈比特数为b＝10bit；而在我们设计的双码本混合波束成型设计中，设定模拟预定义码本的反馈比特数b1＝4bit，数字预定义码本的反馈比特数为b2＝6bit。在反馈链路的总比特数相同时，对其进行仿真比较。

参见图6，所示为实施例2的性能仿真图，分别采用4种预编码方法得到的***的频谱效率，可以看出本发明提出的方法的频谱效率与直接反馈信道矩阵H的性能相比，性能提高了约3.5dB；而与直接反馈数字预编码矩阵F_opt的性能相比，性能提高了约1.6dB，同时极大的降低了计算复杂度。

实施例3

在单用户的毫米波MIMO***，设置基站天线数为8×8均匀平面阵列(UPA)，即N_t＝64和个射频链数，而设置用户天线数为4×4均匀平面阵列(UPA)，即N_r＝16和个射频链。假定每个用户的信道包含有8个簇，且每个簇内有10条传播路径，即，用户的传播路径总数为L＝80。基站发送给用户的数据流数设置为N_s＝1。所有的信道路径增益α_l假设是独立同分布的方差为的高斯分布。并且假设波束到达角和出发角的方位角在[0；2π]内均匀分布，而俯仰角在内均匀分布。将噪声方差设置为σ²＝1，绘图时的SNR定义为

假定反馈信道矩阵H的信道状态信息和反馈最佳数字预编码矩阵F_opt信道状态信息的反馈比特数为b＝8bit；而在我们设计的双码本混合波束成型设计中，设定模拟预定义码本的反馈比特数b1＝4bit，数字预定义码本的反馈比特数为b2＝4bit。在反馈链路的总比特数相同时，对其进行仿真比较。

参见图7，所示为实施例3的性能仿真图，分别采用4种预编码方法得到的***的频谱效率，可以看出本发明提出的方法的频谱效率与直接反馈信道矩阵H的性能相比，性能提高了约2.5dB；而与直接反馈数字预编码矩阵F_opt的性能相比，性能提高了约0.4dB，同时极大的降低了计算复杂度。

实施例4

在单用户的毫米波MIMO***，设置基站天线数为8×8均匀平面阵列(UPA)，即N_t＝64和个射频链数，而设置用户天线数为4×4均匀平面阵列(UPA)，即N_r＝16和个射频链。假定每个用户的信道包含有8个簇，且每个簇内有10条传播路径，即，用户的传播路径总数为L＝80。基站发送给用户的数据流数设置为N_s＝2。所有的信道路径增益α_l假设是独立同分布的方差为的高斯分布。并且假设波束到达角和出发角的方位角在[0；2π]内均匀分布，而俯仰角在内均匀分布。将噪声方差设置为σ²＝1，绘图时的SNR定义为

假定反馈信道矩阵H的信道状态信息和反馈最佳数字预编码矩阵F_opt信道状态信息的反馈比特数为b＝8bit；而在我们设计的双码本混合波束成型设计中，设定模拟预定义码本的反馈比特数b1＝4bit，数字预定义码本的反馈比特数为b2＝4bit。在反馈链路的总比特数相同时，对其进行仿真比较。

参见图8，所示为实施例4的性能仿真图，分别采用4种预编码方法得到的***的频谱效率，可以看出本发明提出的方法的频谱效率与直接反馈信道矩阵H的性能相比，性能提高了约3dB；而与直接反馈数字预编码矩阵F_opt的性能相比，性能提高了约2.5dB，同时极大的降低了计算复杂度。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (6)

1.一种基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1：构造模拟预定义码本集合及其码字搜索方法；

步骤S2:将毫米波MIMO***的模拟预定义码本集合和数字预定义码本集合同时存储于基站和用户终端；

步骤S3：在第一阶段的反馈中，用户终端根据估计的信道状态信息进行码字搜索操作，首先获得模拟预编码矩阵F_RF；具体过程如下：

用户终端根据基站发送的导频训练序列估计信道状态信息，对CSI处理得到数据流的最佳数字预编码矩阵F_opt；

由毫米波的空间稀疏优化问题得到混合预编码的非凸优化问题：

s.t.F_RF∈F，

再由最小二乘法(LS)得将上述的优化问题转换为：

s.t.F_RF∈F，其中，N_s是传输的数据流数；

用户终端根据优化问题对预编码码本进行搜索，从而获得模拟预编码器F_RF；

步骤S4：在第二阶段反馈中，用户终端再根据模拟预编码矩阵F_RF及信道状态信息进行码字搜索操作，从而得到基带预编码矩阵F_BB；

步骤S5：用户终端将模拟预编码矩阵F_RF和数字预编码矩阵F_BB波束索引反馈到基站；

步骤S6：基站由混合设计的基带预编码矩阵F_BB和模拟预编码矩阵F_RF组合得到预编码矩阵F＝F_RFF_BB，并利用预编码矩阵F向用户发送数据。

2.根据权利要求1所述的基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，其特征在于，在步骤S1中进一步包括以下步骤：

模拟预定义码本F的构造方法如下：

设L为码本的大小F，即L＝2^b，其中b为反馈比特数；

令L＝L₁L₂…L_s，其中，L₁L₂…L为待定的正整数；天线数为M，码本F采用如下的设计方法：F＝{φ₁,φ₂,…,φ_L}；其中θ_i是构造的旋转矩阵，

0≤u_i1,u_i2,…,u_iM≤L_i-1为M个待定的整数；φ₀为M×r维的酉矩阵，即满足(I_L为L维的单位矩阵)，r为码本的秩；而u_i1,u_i2,…,u_iM的大小又根据码本最小角度最大化的方法确定；φ₀的构造是从M×M维的DFT矩阵中选取前r列；

模拟预定义码本的设计准则：由φ_i的列向量所生成的空间记<φ_i>，则它是一个M维空间中的r维子空间，这样，<φ_i>与<φ_j>之间存在r个角度，记这r个角度分别为ω_ij,1≤ω_ij,2≤…≤ω_ij,r，记λ_ij,1≤λ_ij,2≤…≤λ_ij,r为矩阵的特征值，则它们的计算方法如下:

<mrow> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mrow> <mi>i</mi> <mi>j</mi> <mo>,</mo> <mi>s</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <mi>arccos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <msqrt> <msub> <mi>&amp;lambda;</mi> <mrow> <mi>i</mi> <mi>j</mi> <mo>,</mo> <mi>s</mi> </mrow> </msub> </msqrt> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> </mrow>

当指标s>M/2时，有ω_s＝0；由此，当r≤M/2时，选择码本使得min_1≤i<j≤Lω_ij,r越大越好；而当r>M/2时，选择码本使得min_1≤i<j≤Lω_ij,t，其中t＝M/2。

3.根据权利要求1所述的基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，其特征在于，步骤S3中，

基站发送下行导频训练；

用户终端根据接收到的导频序列计算出信道状态信息(CSI)；

用户终端利用所估计的信道矩阵H进行波束搜索操作及预编码处理。

4.根据权利要求1所述的基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，其特征在于，步骤S5中，采用的是双码本结构，其中，第一阶段采用的是模拟预编码码本F，第二阶段采用的是基带预编码码本

5.根据权利要求1所述的基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，其特征在于，步骤S6中，

对于用户的传输数据经过基站端的预处理矩阵F的处理，使得发送的信号为x＝Fs；基站的发送信号为x并利用预编码矩阵F向用户终端发送数据流。

6.根据权利要求1所述的基于毫米波MIMO***的有限反馈混合预编码方法，其特征在于，还包括以下步骤：

用户终端接收基站发送的数据并进行解码的步骤。