CN107800198A - 一种为串补装置供电的电源及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种为串补装置供电的电源及其控制方法，所述电源包括电流互感器、隔离变压器、整流电路、支撑电容器和数字式DC转化电路，所述控制方法包括：将电流互感器等效为一个交流恒流源I，将隔离变压器等效为一个激磁非线性电感L₀和理想变压器T₁，所述理想变压器电感L₁为隔离变压器及电流互感器的漏感，整流电路简化为二极管D₁，支撑电容器为C₀，数字式DC转化电路和负载等效为电阻R_L；通过控制电源等效模型中隔离变压器的磁饱和，将支撑电容器维持在稳定区间，当支撑电容器充电至上限阈值时，隔离变压器磁路逐渐进入饱和，隔离变压器二次输出逐步降低至零，有效实现了对支撑电容器充电电压的控制。

Description

一种为串补装置供电的电源及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力技术领域，并且更具体地，涉及一种为串补装置供电的电源及其控制方法。

背景技术

电力***串补装置可大幅提高交流线路的输送容量，凭借其经济性和安全性受到国内外用户的认可。国内投运的220kV～1000kV串补装置已经持续运行多年，总体运行平稳，但也曾发生过一次设备故障，致使串补退出运行，影响了电网的安全稳定运行，造成了输电容量的损失。因此，研究串补一次设备状态在线监测技术已迫在眉睫。串补一次设备状态主要包括火花间隙、MOV、电容器等设备。由于这些设备布置在高电位的串补平台上，加装串补在线监测传感器及电子设备后，如何解决供电电源是需要重点考虑的问题。由于串补装置用电子设备和传感器涵盖数据采集、触发控制、数据通信及在线监测等功能，要求其供电功率从3W至10W，加之串补平台电磁环境较为复杂，要求电源长期工作的可靠性极高。

国外通常使用激光送能的方式解决高电位下电子电路供电的问题。此种方法供电功率仅为1W左右，且激光管寿命短，供电成本高。在国内中国电力科学研究院对串补用火花间隙触发控制电路的供电电源进行过相关的研制工作，申请了相关专利，专利号为【201210097460.1】。该专利提出了一种电流互感器供电的直流电源，采用了隔离型三绕组的电源变压器和设计了充电和控制回路，减小了电源变压器绕组杂散参数的影响，降低了制造和工艺控制难度。同时，大幅减小了充电回路中使用的电子元器件数量。但是该专利所述电源的供电功率为2W左右，无法满足要求，且体积较大，结构复杂，无法实现小型化和紧凑化。

发明内容

为了解决背景技术存在的为串补装置供电的电源供电功率低，体各大，结构复杂的技术问题，本发明提供一种为串补装置供电的电源的控制方法，所述电源包括电流互感器、隔离变压器、整流电路、支撑电容器和数字式DC转化电路，所述方法包括：

将电流互感器等效为一个交流恒流源I，将隔离变压器等效为一个激磁非线性电感L₀和理想变压器T₁，所述理想变压器电感L₁为隔离变压器及电流互感器的漏感，整流电路简化为二极管D₁，支撑电容器为C₀，数字式DC转化电路和负载等效为电阻R_L；

当串补装置的低压母线的线路电流小于额定电流的5％时，所述电流互感器二次侧输出电流i_s≤5％i_n，隔离变压器T1从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器能达到的最大磁感应强度对应B₁，在此过程中，隔离变压器刚进入饱和区间，而L₀刚进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s中流过电感L₀电流较少，i_s通过理想变压器T1为电容器C₀充电，电容器C₀的电压控制在在5V至32V之间，其中，B₀是隔离变压器铁芯磁感应工作初始位置对应的磁感应强度，电流互感器二次侧输出电流的计算公式为：

式中，i_n是线路电流为额定值时，电流互感器二次侧输出电流的额定值，i_s是电流互感器二次侧输出电流，也是所述电源的等效模型中交流恒流源I的输出值，i₁是电源的等效模型中理想变压器的输入电流，i₂是电源的等效模型中理想变压器的输出电流，N₁是隔离变压器输入侧绕组匝数；N₂是隔离变压器输出侧绕组匝数；

当串补装置的低压母线的线路电流是额定电流的5％至70％时，所述电流互感器二次侧输出电流5％i_n＜i_s≤70％i_n，隔离变压器从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器能达到的最大磁感应强度对应B₂，在此过程中，隔离变压器已进入饱和区间，L₀进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s大部分电流通过理想变压器T1为电容器C₀充电，从B₁至B₂段，i_s大部分流过电感L₀，即i_s≈i_{0_T1}，支撑电容器C₀充电电流减小，充电电压维持在5V至40V之间，其中，i_{0_T1}是通过电源的等效模块中的激磁非线性电感的电流；

当串补装置的低压母线的线路电流大于额定电流70％时，所述电流互感器二次侧输出电流i_s＞70％i_n，隔离变压器从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器能达到的最大磁感应强度对应隔离变压器铁芯的饱和磁感应强度B_S，在此过程中，隔离变压器进入深度饱和区间，L₀完全进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s大部分电流通过理想变压器T₁为支撑电容器C₀充电，从B₁至B_S段，i_s大部分流过电感L₀，即i_s≈i_{0_T1}，支撑电容器C₀充电电流迅速减小，充电电压维持在在5V至45V之间。

进一步地，所述隔离变压器铁芯磁感应工作初始位置对应的磁感应强度B₀的范围为0.85B_S至0.95B_S，其中，B_S为所述隔离变压器铁芯的饱和磁感应强度。

进一步地，所述方法还包括当支撑电容器的充电电压在容许范围的上限阈值区间时，通过控制开关使隔离变压器输出端快速旁路，其中所述上限阈值区间为充电电压在45V至50V之间。

根据本发明的另一方面，本发明提供一种为串补装置供电的电源，所述电源包括：

电流互感器，其用于将串补装置平台的线路电流转化为交流恒流源，其采用穿心式结构，所述串补装置平台的低压母线从其中心穿过，作为一次侧；

隔离变压器，其用于对电流互感器的二次电流进行电磁隔离，其采用双绕组结构，输入端绕组与电流互感器二次侧输出端子连接，输出端绕组与保护电路连接；

整流电路，其用于将经过隔离变压器电磁隔离的电流互感器二次侧电流整流为单一方向的电流；

支撑电容器，其与整流电路并联，通过整流电路输出的电流进行充电；

数字式DC转化电路，其与支撑电容器连接，用于将支撑电容器的充电电压转化为稳定的直流电压后输出。

进一步地，所述电源还包括保护电路，其用于在隔离变压器的充电电压达到设定阈值区间或者出现暂态过电压时，将隔离变压器输出端快速旁路。

进一步地，所述保护电路将隔离变压器输出端快速旁路的充电电压阈值区间是45伏至50伏。

进一步地，所述隔离变压器、保护电路、整流电路、支撑电容器和数字式DC转化电路安装在一个屏蔽箱内，所述屏蔽箱和电流互感器的距离为1至30米。

进一步地，所述隔离变压器的输入端绕组和输出端绕组采用屏蔽措施，输入端绕组通过屏蔽电缆与电流互感器二次侧绕组的输出端子连接。本发明中的隔离变压器输入端绕组和输出端绕组绝缘耐压水平不低于8kVrms。而输出绕组匝数由支撑电容器的电压和铁芯工作初始位置决定。输入绕组匝数由输出绕组匝数、负载大小和充电时间来决定。输入绕组和输出绕组匝数比在2至10之间。

进一步地，所述整流电路包括4个整流二极管，且最大通流能力大于等于隔离变压器二次侧最大电流，理论上取2A至10A。

进一步地，所述数字式DC转化电路是数字式DC转化芯片或者数字式DC转化芯片和开关器件的组合。如TI公司的LM2576成芯片，TI公司的TL2575集成芯片，或者LM3150加外部开关MOSFET。但不限于此公司或此型号的同类芯片。与线性模拟稳压芯片相比，采用数字式DC转化芯片，提高了转化效率和供电功率。

进一步地，所述隔离变压器的铁芯选择非晶合金或硅钢材料。

进一步地，所述保护电路包括浪涌保护器SPD、双向可控硅开关Q₁、压敏元件Q₂、电阻R₁和R₂以及电容C₁，其中，浪涌保护器SPD与隔离变压器输出端绕组的输出端子并联，双向可控硅开关Q₁与整流电路的输入端并联，电阻R₁和R₂串联后与浪涌保护器SPD并联，电阻R₂与电容C₁并联，压敏元件Q₂一端与电阻R₁相连，一端与Q₁的门极相连。

本发明所述的为串补装置供电的电源及其控制方法具有如下有益效果：

1、通过本发明所提供的控制隔离变压器的磁饱和的方法，将支撑电容充电电压维持在一个较稳定区间。并且采用所述控制隔离变压器的磁饱和方法，隔离变压器仅需两个绕组即可，与多个绕组的隔离变压器结构相比，结构和体积大大简化，绝缘设计和制造工艺难度大大降低。

2、本专利所述的控制隔离变压器的磁饱和方法，简化了电流源充电控制电路，解决了以往电源控制电路结构复杂的问题，提高了可靠性。

3、本发明所述方案将支撑电容充电电压设定在5V至45V之间，并通过宽输入的数字式DC转化电路实现输出电压稳定，提高了转化效率和供电功率，解决了串补用传感器和电子设备的供电范围大的问题。

4、本专利提出了暂态大电流的保护电路，避免了暂态大电流下电流互感器二次输出电流上升极快引起支撑电容电压过高或失控的问题，同时对暂态过电压也有很好抑制效果，提高了电源的可靠性。。

附图说明

通过参考下面的附图，可以更为完整地理解本发明的示例性实施方式：

图1是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源的控制方法的流程图；

图2是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源的等效模型；

图3是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源的结构图；

图4是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源中的保护电路的结构图。

具体实施方式

现在参考附图介绍本发明的示例性实施方式，然而，本发明可以用许多不同的形式来实施，并且不局限于此处描述的实施例，提供这些实施例是为了详尽地且完全地公开本发明，并且向所属技术领域的技术人员充分传达本发明的范围。对于表示在附图中的示例性实施方式中的术语并不是对本发明的限定。在附图中，相同的单元/元件使用相同的附图标记。

除非另有说明，此处使用的术语(包括科技术语)对所属技术领域的技术人员具有通常的理解含义。另外，可以理解的是，以通常使用的词典限定的术语，应当被理解为与其相关领域的语境具有一致的含义，而不应该被理解为理想化的或过于正式的意义。

图1是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源的控制方法的流程图。如图1所示，本发明所述为串补装置供电的电源的控制方法100从步骤101开始。

在步骤101，将所述电源包括的电流互感器、隔离变压器、整流电路、支撑电容器和数字式DC转化电路进行电路等效。

图2是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源的等效模型。如图2所示，将电流互感器等效为一个交流恒流源I，将隔离变压器等效为一个激磁非线性电感L₀和理想变压器T₁，所述理想变压器电感L₁为隔离变压器及电流互感器的漏感，整流电路简化为二极管D₁，支撑电容器为C₀，数字式DC转化电路和负载等效为电阻R_L。

在步骤102，当串补装置的低压母线的线路电流小于额定电流的5％时，所述电流互感器二次侧输出电流i_s≤5％i_n，隔离变压器T₁从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器达到所述电流区间的最大磁感应强度B₁，在此过程中，隔离变压器刚进入饱和区间，而L₀刚进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s中流过电感L₀电流较少，i_s通过理想变压器T1为电容器C₀充电，电容器C₀的电压控制在在5V至32V之间，其中，B₀是隔离变压器铁芯磁感应工作时的初始最大磁感应强度，电流互感器二次侧输出电流的计算公式为：

式中，i_n是线路电流为额定值时，电流互感器二次侧输出电流的额定值，i_s是电流互感器二次侧输出电流，也是所述电源的等效模型中交流恒流源I的输出值，i₁是电源的等效模型中理想变压器的输入电流，i₂是电源的等效模型中理想变压器的输出电流，N₁是隔离变压器输入侧绕组匝数；N₂是隔离变压器输出侧绕组匝数。

在步骤103，当串补装置的低压母线的线路电流是额定电流的5％至70％时，所述电流互感器二次侧输出电流5％i_n＜i_s≤70％i_n，隔离变压器从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器达到所述电流区间的最大磁感应强度B₂，在此过程中，隔离变压器已进入饱和区间，L₀进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s大部分电流通过理想变压器T1为电容器C₀充电，从B₁至B₂段，i_s大部分流过电感L₀，即i_s≈i_{0_T1}，支撑电容器C₀充电电流减小，充电电压维持在5V至40V之间，其中，i_{0_T1}是通过电源的等效模块中的激磁非线性电感的电流。

在步骤104，当串补装置的低压母线的线路电流大于额定电流70％时，所述电流互感器二次侧输出电流i_s＞70％i_n，隔离变压器从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器能达到的最大磁感应强度对应隔离变压器铁芯的饱和磁感应强度B_S，在此过程中，隔离变压器进入深度饱和区间，L₀完全进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s大部分电流通过理想变压器T₁为支撑电容器C₀充电，从B₁至B_S段，i_s大部分流过电感L₀，即i_s≈i_{0_T1}，支撑电容器C₀充电电流迅速减小，充电电压维持在在5V至45V之间。

优选地，所述隔离变压器铁芯磁感应工作初始位置对应的磁感应强度B₀的范围为0.85B_S至0.95B_S，其中，B_S为所述隔离变压器铁芯的饱和磁感应强度。

优选地，所述方法还包括当支撑电容器的充电电压在容许范围的上限阈值区间时，通过控制开关使隔离变压器输出端快速旁路，其中所述上限阈值区间为充电电压在45V至50V之间。

图3是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源的结构图。如图3所示，本发明所述为串补装置供电的电源300包括：

电流互感器301，其用于将串补装置平台的线路电流转化为交流恒流源，其采用穿心式结构，所述串补装置平台的低压母线从其中心穿过，作为一次侧；

隔离变压器302，其用于对电流互感器的二次电流进行电磁隔离，其采用双绕组结构，输入端绕组与电流互感器二次侧输出端子连接，输出端绕组与保护电路连接；

整流电路303，其用于将经过隔离变压器电磁隔离的电流互感器二次侧电流整流为单一方向的电流；

支撑电容器304，其与整流电路303并联，通过整流电路303输出的电流进行充电；

数字式DC转化电路305，其与支撑电容器304连接，用于将支撑电容器304的充电电压转化为稳定的直流电压后输出；

保护电路306，其用于在隔离变压器302的充电电压达到设定阈值区间或者出现暂态过电压时，将隔离变压器302输出端快速旁路。

图4是本发明具体实施方式的为串补装置供电的电源中的保护电路306的结构图。如图4所示，本发明所述的保护电路306包括浪涌保护器SPD、双向可控硅开关Q₁、压敏元件Q₂、电阻R₁和R₂以及电容C₁，其中，浪涌保护器SPD与隔离变压器302输出端绕组的输出端子并联，双向可控硅开关Q₁与整流电路303的输入端并联，电阻R₁和R₂串联后与浪涌保护器SPD并联，电阻R₂与电容C₁并联，压敏元件Q₂一端与电阻R₁相连，一端与Q₁的门极相连。

优选地，所述保护电路将隔离变压器输出端快速旁路的充电电压阈值区间是45伏至50伏。

优选地，所述隔离变压器、保护电路、整流电路、支撑电容器和数字式DC转化电路安装在一个屏蔽箱内，所述屏蔽箱和电流互感器的距离为1至30米。

优选地，所述隔离变压器302的输入端绕组和输出端绕组采用屏蔽措施，输入端绕组通过屏蔽电缆与电流互感器二次侧绕组的输出端子连接。

优选地，所述整流电路303包括4个整流二极管，且最大通流能力大于等于隔离变压器二次侧最大电流。

进一步地，所述数字式DC转化电路305是数字式DC转化芯片或者数字式DC转化芯片和开关器件的组合。

进一步地，所述隔离变压器302的铁芯选择非晶合金或硅钢材料。

通常地，在权利要求中使用的所有术语都根据他们在技术领域的通常含义被解释，除非在其中被另外明确地定义。所有的参考“一个/所述/该【装置、组件等】”都被开放地解释为所述装置、组件等中的至少一个实例，除非另外明确地说明。这里公开的任何方法的步骤都没必要以公开的准确的顺序运行，除非明确地说明。

Claims (12)

1.一种为串补装置供电的电源的控制方法，所述电源包括电流互感器、隔离变压器、整流电路、支撑电容器和数字式DC转化电路，其特征在于，所述方法包括：

将电流互感器等效为一个交流恒流源I，将隔离变压器等效为一个激磁非线性电感L₀和理想变压器T₁，所述理想变压器电感L₁为隔离变压器及电流互感器的漏感，整流电路简化为二极管D₁，支撑电容器为C₀，数字式DC转化电路和负载等效为电阻R_L；

当串补装置的低压母线的线路电流小于额定电流的5％时，所述交流恒流源I的电流i_s≤5％i_n，隔离变压器T₁从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器达到所述电流区间的最大磁感应强度B₁，从B₀至B₁段，交流恒流源I通过理想变压器T₁为电容器C₀充电，电容器C₀的电压控制在在5V至32V之间，其中，B₀是隔离变压器铁芯磁感应工作时初始最大的磁感应强度，电流互感器二次侧输出电流的计算公式为：

<mrow> <msub> <mi>i</mi> <mi>s</mi> </msub> <mo>&amp;ap;</mo> <msub> <mi>i</mi> <mn>1</mn> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <msub> <mi>N</mi> <mn>2</mn> </msub> <msub> <mi>N</mi> <mn>1</mn> </msub> </mfrac> <mo>&amp;times;</mo> <msub> <mi>i</mi> <mn>2</mn> </msub> </mrow>

式中，i_n是线路电流为额定值时，电流互感器二次侧输出电流的额定值，i_s是电流互感器二次侧输出电流，也是所述电源的等效模型中交流恒流源I的输出值，i₁是电源的等效模型中理想变压器的输入电流，i₂是电源的等效模型中理想变压器的输出电流，N₁是隔离变压器输入侧绕组匝数；N₂是隔离变压器输出侧绕组匝数；

当串补装置的低压母线的线路电流是额定电流的5％至70％时，所述电流互感器二次侧输出电流5％i_n＜i_s≤70％i_n，隔离变压器从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器达到所述电流区间的最大磁感应强度B₂，在此过程中，隔离变压器已进入饱和区间，L₀进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s大部分电流通过理想变压器T1为电容器C₀充电，从B₁至B₂段，i_s大部分流过电感L₀，即i_s≈i_{0_T1}，支撑电容器C₀充电电流减小，充电电压维持在5V至40V之间，其中，i_{0_T1}是通过电源的等效模块中的激磁非线性电感的电流；

当串补装置的低压母线的线路电流大于额定电流70％时，所述电流互感器二次侧输出电流i_s＞70％i_n，隔离变压器从0至B₀开始正常充电，随着支撑电容器两端电压U₊上升，隔离变压器能达到的最大磁感应强度对应隔离变压器铁芯的饱和磁感应强度B_S，在此过程中，隔离变压器进入深度饱和区间，L₀完全进入非线性区间，从B₀至B₁段，i_s大部分电流通过理想变压器T₁为支撑电容器C₀充电，从B₁至B_S段，i_s大部分流过电感L₀，即i_s≈i_{0_T1}，支撑电容器C₀充电电流迅速减小，充电电压维持在在5V至45V之间。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述隔离变压器铁芯磁感应工作时初始最大的磁感应强度B₀的范围为0.85B_S至0.95B_S，其中，B_S为所述隔离变压器铁芯的饱和磁感应强度。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括当支撑电容器的充电电压在容许范围的上限阈值区间时，通过控制开关使隔离变压器输出端快速旁路，其中所述上限阈值区间为充电电压在45V至50V之间。

4.一种为串补装置供电的电源，其特征在于，所述电源包括：

电流互感器，其用于将串补装置平台的线路电流转化为交流恒流源，其采用穿心式结构，所述串补装置平台的低压母线从其中心穿过，作为一次侧；

隔离变压器，其用于对电流互感器的二次电流进行电磁隔离，其采用双绕组结构，输入端绕组与电流互感器二次侧输出端子连接，输出端绕组与保护电路连接；

整流电路，其用于将经过隔离变压器电磁隔离的电流互感器二次侧电流整流为单一方向的电流；

支撑电容器，其与整流电路并联，通过整流电路输出的电流进行充电；

数字式DC转化电路，其与支撑电容器连接，用于将支撑电容器的充电电压转化为稳定的直流电压后输出。

5.根据权利要求4所述的电源，其特征在于，所述电源还包括保护电路，其用于在隔离变压器的充电电压达到设定阈值区间或者出现暂态过电压时，将隔离变压器输出端快速旁路。

6.根据权利要求5所述的电源，其特征在于，所述保护电路将隔离变压器输出端快速旁路的充电电压阈值区间是45伏至50伏。

7.根据权利要求4所述的电源，其特征在于，所述隔离变压器、保护电路、整流电路、支撑电容器和数字式DC转化电路安装在一个屏蔽箱内，所述屏蔽箱和电流互感器的距离为1至30米。

8.根据权利要求4至7中任意一个所述的电源，其特征在于，所述隔离变压器的输入端绕组和输出端绕组采用屏蔽措施，输入端绕组通过屏蔽电缆与电流互感器二次侧绕组的输出端子连接。

9.根据权利要求4所述的电源，其特征在于，所述整流电路包括4个整流二极管，且最大通流能力大于等于隔离变压器二次侧最大电流。

10.根据权利要求4所述的电源，其特征在于，所述数字式DC转化电路是数字式DC转化芯片或者数字式DC转化芯片和开关器件的组合。

11.根据权利要求4所述的电源，其特征在于，所述隔离变压器的铁芯选择非晶合金或硅钢材料。

12.根据权利要求4所述的电源，其特征在于，所述保护电路包括浪涌保护器SPD、双向可控硅开关Q₁、压敏元件Q₂、电阻R₁和R₂以及电容C₁，其中，浪涌保护器SPD与隔离变压器输出端绕组的输出端子并联，双向可控硅开关Q₁与整流电路的输入端并联，电阻R₁和R₂串联后与浪涌保护器SPD并联，电阻R₂与电容C₁并联，压敏元件Q₂一端与电阻R₁相连，一端与Q₁的门极相连。