CN107742989A - 基于滑模控制的新型双准z源五电平逆变器并网控制方法 - Google Patents
基于滑模控制的新型双准z源五电平逆变器并网控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及一种基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，包括以下步骤：S1：模型构建：根据新型双准Z源NPC型五电平逆变器的拓扑结构，建立新型双准Z源网络的平均状态模型；S2：实际状态模型获取：采用小信号扰动法对新型双准Z源网络的平均状态模型添加扰动变量，获取实际新型双准Z源网络状态模型；S3：滑模面获取：选取状态变量并代入实际新型双准Z源网络状态模型，确定滑模面；S4：电压、电流控制：根据滑模面确定直通占空比，构建滑模控制器；将滑模控制器与新型双准Z源五电平逆变器连接，结合SPWM调制算法，对新型双准Z源NPC型五电平逆变器进行电压、电流控制。与现有技术相比，本发明具有稳定性强、电流谐波低等优点。
Description
技术领域
本发明涉及新型并网逆变器控制策略技术领域，尤其是涉及一种基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法。
背景技术
近年来，随着风电、光伏等可再生能源的快速发展，对并网逆变器的稳定性、转换效率以及功率和电压等级的要求也越来越高。Z源五电平逆变器改进了传统逆变器结构，提供了一种新的逆变器拓扑和理论。Z源网络拓扑最先应用在两电平逆变器上，使逆变器的桥臂直通成为一种工作状态，调制算法上无需再***死区时间，提高了逆变效率，同时，Z源逆变器能够实现升降压变换，无需在逆变器前端加入升压环节。传统的Z源网络存在升压能力有限、电感启动电流大以及电容压力高等缺点，为了解决这些问题，多种准Z源拓扑被提出来。
由于Z源并网逆变器的非线性特性，反馈线性化、无源控制和无差拍控制等多种非线性控制方法被用到了Z源逆变器的控制当中，这些控制方法都能够在不同程度上改进逆变器的性能，但不可避免地存在谐波与无功电流等电能质量问题。为此，PI控制被广泛使用，但PI控制会造成***不够稳定，且容易产生波动较大的电流谐波。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种稳定性强、电流谐波低、谐波损耗小的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，该方法包括以下步骤：
S1：模型构建：根据新型双准Z源NPC型五电平逆变器的拓扑结构，建立新型双准Z源网络的平均状态模型；
S2：实际状态模型获取：采用小信号扰动法对新型双准Z源网络的平均状态模型添加扰动变量，获取实际新型双准Z源网络状态模型；
S3：滑模面获取：选取状态变量并代入实际新型双准Z源网络状态模型，确定滑模面；
S4：电压、电流控制：根据滑模面确定直通占空比，构建滑模控制器；将滑模控制器与新型双准Z源五电平逆变器连接，并结合SPWM调制算法，对新型双准Z源NPC型五电平逆变器进行电压、电流控制。
优选地，所述的步骤S1具体包括：
101)获取新型双准Z源网络在非直通状态下的状态模型；
102)获取新型双准Z源网络在上直通状态、下直通状态下的状态模型；
103)对三个模型进行加权平均，获取一个开关周期内的新型双准Z源网络的平均状态模型。
优选地，所述的步骤S1中，新型双准Z源网络的平均状态模型为
其中，
式中，D0为新型双准Z源网络的直通占空比，A和B分别为状态方程的系数；L为新型双准Z源网络的电感，C为电容，rL为电感的等效电阻，rC为电容的等效电阻。
优选地，所述的D0的取值范围为0～0.5。
优选地，所述的步骤S2中，扰动变量为x*＝[iL *UC *]，u*＝[2Udc *I*]，D0 *，D0 *近似无穷小；其中，iL为电感电流，UC为电容电压，Udc为直流电源。
优选地，所述的步骤S3中，选取的状态变量为：
式中，uc为期望电容电压，IL为期望电感电流，iL为电感电流。
优选地，所述的步骤S3中，代入状态变量后的新型双准Z源网络状态模型的表达式为：
式中，Ui为直流侧电压；u为控制变量，直通状态下u＝1，非直通状态下u＝0；R为逆变器折算到直流侧的等效负载。
优选地，所述的步骤S3中，获取的滑模面的表达式为：
S＝α1x1+α2x2+α3x3＝JTX
式中，J＝[α1，α2，α3]T为滑模系数向量。
优选地，所述的步骤S4中，滑模控制条件由等效控制率决定，等效控制率为新型双准Z源网络的直通占空比D0，所述的等效控制率的表达式为：
式中，α1，α2，α3为滑模系数，k＝UC Ui/uc。
与现有技术相比，本发明通过滑模控制对新型双准Z源NPC型五电平逆变器进行电压、电流控制，相比于传统PI控制，具有滑模控制作用的新型双准Z源NPC型五电平逆变器的电流谐波的波动更小，谐波的损耗更小，使***更加稳定，并可进一步提高***的经济性。
附图说明
图1为本发明新型双准Z源NPC型五电平逆变器的拓扑结构；
图2为新型双准Z源NPC型五电平逆变器在非直通状态下的新型双准Z源网络；
图3为新型双准Z源NPC型五电平逆变器在上直通状态下的新型双准Z源网络；
图4为新型双准Z源NPC型五电平逆变器在下直通状态下的新型双准Z源网络；
图5为本发明基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器控制***框图；
图6为本发明实施例的直通占空比波形图；
图7为本发明实施例的新型双准Z源NPC型五电平逆变器输出相电压；
图8为本发明实施例的新型双准Z源NPC型五电平逆变器输出线电压；
图9为本发明实施例滑模控制下的新型Z源网络升压侧电压；
图10为本发明实施例传统PI控制下的新型Z源网络升压侧电压；
图11为本发明实施例两种控制下的新型双准Z源NPC型五电平逆变器的电容电压对比图；
图12为本发明实施例两种控制下的新型双准Z源NPC型五电平逆变器的电感电流对比图；
图13为本发明实施例滑模控制下的新型双准Z源NPC型五电平逆变器的A相电流谐波；
图14为本发明实施例传统PI控制下的新型双准Z源NPC型五电平逆变器的A相电流谐波。
具体实施方式
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。
图1为本发明中的新型双准Z源NPC型五电平逆变器拓扑结构，该拓扑结构主要由新型双准Z源网络和NPC型五电平逆变器两部分组成。新型双准Z源网络的输入部分为4个相等的直流电源Udc，输出与NPC型五电平逆变器相连；VD1-VD16为新型双准Z源网络导通二极管，L1-L8为电感，C1-C4为电容；TA1-TA8、TB1-TB8、TC1-TC8分别为A相、B相、C相的桥臂上8个开关管；VA1-VA6、VB1-VB6、VC1-VC6分别为A相、B相、C相桥臂上6个钳位二极管；SA、SB、SC分别为A相、B相、C相的每个桥臂上开关驱动信号，其中：A相桥臂的8个开关管驱动信号分别为SA1、SA2、SA3、SA4、SA5、SA6、SA7、SA8，B相、C相以此类推。
本发明涉及基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，该方法包括以下步骤：
步骤一：模型构建：根据新型双准Z源NPC型五电平逆变器的拓扑结构建立新型双准Z源网络状态模型；
步骤二：实际状态模型获取：采用小信号扰动法对新型双准Z源网络状态模型添加扰动变量，建立实际网络状态模型；
步骤三：滑模面获取：选取状态变量代入实际网络状态模型，确定滑模面；
步骤四：电压、电流控制：根据滑模面确定直通占空比，构建滑模控制器；将滑模控制器与新型双准Z源五电平逆变器连接，并结合SPWM调制算法，对新型双准Z源NPC型五电平逆变器进行电压、电流控制。
步骤一具体包括三个步骤：
101)获取新型双准Z源网络在非直通状态下的状态模型：
新型双准Z源NPC型五电平逆变器具有非直通状态和直通状态两种运行方式。当无直通时间***时，新型双准Z源NPC型五电平逆变器运行在非直通状态，此时桥臂的开关状态与传统的五电平逆变器相似；当***合适的直通时间时，新型双准Z源NPC型五电平逆变器运行在直通状态。其中，新型双准Z源网络的工作状态如图2所示。此时，逆变桥和负载可用两个等效电流源代替。根据网络的对称性，假设：
根据KVL定律可知：
式中：Ui为升压侧电压，UC为电容电压，UL为电感电压。
102)获取新型双准Z源网络在上直通状态、下直通状态下的状态模型：
图3、图4分别为新型双准Z源网络的上直通状态与下直通状态。根据网络的对称性与KVL定理可知，无论是上直通状态还是下直通状态都存在：
设上直通和下直通的时间分别为TU0和TL0，为了保证在两种直通状态下输出电压的平衡，应满足：
TU0＝TL0＝T0 (4)
式中：T0为直通时间。
设开关周期为Ts，根据伏秒平衡原理，在一个开关周期内电感L两端电压平均值为零，可以得到：
结合式(2)、(3)、(5)可以推出：
式中：D0为新型双准Z源网络的直通占空比，S为升压因子。
结合式(2)、(3)、(6)可得非直通和上、下直通状态时新型双准Z源网络的升压侧电压Ui与直流电源电压Udc的关系为：
最终，新型双准Z源NPC型五电平逆变器输出相电压为4BUdc/2、4BUdc/4、0、-4BUdc/4、-4BUdc/2五种电平。
新型双准Z源网络上下结构对称，以上Z源网络为对象获取新型准Z源拓扑的状态模型。令经过电感L1、L2的电流为iL1，经过电感L3、L4的电流为iL2，UC1、UC2分别为电容C1、C2的电压；中性线上方的负载电流为I1，下方负载电流为I2；Z源网络电感的等效电阻为rL，电容的等效电阻为rC。
定义状态变量x＝[iL1 iL2 UC1 UC2]T，u＝[2Udc I1 I2]T。由非直通状态的网络拓扑可以推出：
其中，
由上直通状态的网络拓扑可以推出：
其中，
同理，由下直通状态拓扑可以推出：
其中，
103)对三个模型进行加权平均，获取一个开关周期内的新型双准Z源网络的平均状态模型：
式(8)、(9)、(10)是时变的，对其系数矩阵进行加权平均，从而得到一个开关周期Ts内新型双准Z源网络的状态平均模型为：
其中，
由Z源网络的对称性可知：
则x＝[iL UC]T，u＝[2Udc I]T。故式(11)可化简为：
其中，
步骤二：
采用小信号扰动方法，加入扰动变量，令扰动变量为x*＝[iL *UC *]，u*＝[2Udc *I*]，D0 *，D0 *近似无穷小；则实际变量xe＝x+x*，ue＝u+u*，D＝D0+D0 *。
由上面的分析可得实际变量状态模型：
式中：
将式(15)代入式(14)中，可得：
式(16)两边同拉氏变换得：
其中，
K＝2LC·s2+[2rL+(6D0+1)rC]C·s+2(1-2D0)2
将式(17)展开可得：
假设2Udc *(s)＝0，I*(s)＝0,则可以推出直通占空比D0 *(s)至新型双准Z源网络电容电压UC *(s)的传递函数：
在静态工作点时，A*x+B*u＝0，可以推出：
即直通占空比D0的取值范围为0～0.5，则iL>I。由式(19)可知，G(s)有一个右半平面的零点，即具有非最小相位特性。
步骤三：
升压侧电压Ui与电容电压UC存在一定的关系，即Ui＝(1+2D0)UC，故可通过控制UC间接地控制Ui。
选取新型双准Z源网络状态变量：
式中：uc为期望电容电压，IL为期望电感电流。
则新型双准Z源网络状态模型为：
式中：u为控制变量，直通状态下u＝1，非直通状态下u＝0；R为逆变器折算到直流侧的等效负载。
式(22)可表示为标准形式：
其中，
选定滑模面为：
S＝α1x1+α2x2+α3x3＝JTX (24)
式中：J＝[α1，α2，α3]T为滑模系数向量。
步骤四：
根据式(24)，令推导出等效控制律为：
式中：k＝UC Ui/uc。
等效控制律ueq实际上就是新型双准Z源网络的直通占空比D0。滑模控制通过控制直通占空比D0来进一步控制升压侧电压Ui。根据步骤三及步骤四可得到基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器控制***框图，如图5所示。其中，SMC为滑模控制器，结合SPWM调制算法驱动逆变器开关动作；调制三相电路的等效电感La＝Lb＝Lc＝L，等效电阻Ra＝Rb＝Rc＝R，UeA、UeB、UeC为电网侧相电压。
为验证本发明方法的可行性与有效性，在MATLAB/Simulink平台搭建了基于滑模控制的新型双准Z源NPC型五电平逆变器并网控制仿真模型，并进行仿真分析研究。仿真参数设置为：输入侧的四个相同的直流电源中，每个直流电源电压Udc＝150V；新型双准Z源网络电容C1＝C2＝C3＝C4＝2200μF，电感L1＝L2＝L3＝L4＝L5＝L6＝L7＝L8＝5mH；开关频率fs＝2.5kHz；滤波电感Lf＝30mH，滤波电容Cf＝50μF；负载电阻50Ω；滑模系数α1＝6，α2＝900，α3＝100；并网相电压峰值为311V，电网频率为50HZ。
图6为滑模控制器输出的直通占空比D0的波形。图中，D0约在0.05s趋于稳定且稳定之后D0＝0.25，由式(7)推出升压因子B＝3。
图7、图8为新型双准Z源NPC型五电平逆变器输出A相相电压与A、B相线电压波形。从图中可以看出新型双准Z源NPC型五电平逆变器输出的相电压有+900V、+450V、0V、-450V、-900V共5种电平，这与逆变器理论输出的4BUdc/2、4BUdc/4、0、-4BUdc/4、-4BUdc/2共5种电平近似一致；新型双准Z源NPC型五电平逆变器输出的线电压有1800V、1350V、900V、450V、0V、-450V、-900V、-1350V、-1800V共9种电平。
为说明基于滑模控制的新型双准Z源NPC型五电平逆变器并网控制的优势，将电压、电流控制的仿真结果与传统的PI控制进行比较分析。传统PI控制中，PI控制器的参数为:比例系数Kp＝0.8，积分系数Ki＝5，并网滤波参数等情况与新型双准Z源NPC型五电平逆变器并网模型相同。由于新型双准Z源网络上下结构对称，现以上准Z源网络为例分析。
图9、图10分别为两种控制策略下的Z源网络升压侧电压Ui波形图。图中，升压稳定之后，两种控制策略下升压侧电压约为900V，这与式(6)求得的理论值近似一致。但相比于图11，图10中升压稳定之后，Ui存在更小的波动，即***的稳定性更高。
图11为两种控制策略下新型双准Z源NPC型五电平逆变器的电容电压对比图。图中，曲线a为传统PI控制下的电容电压，曲线b为滑模控制下的电容电压，两种控制策略下电容电压稳定之后UC＝600V，这与式(6)求得的理论值近似一致，但采用滑模控制时，UC在稳定之后波动的幅度比较小，即***的稳定性更高；图12为两种控制策略下新型双准Z源NPC型五电平逆变器的电感电流对比图，图中曲线a为滑模控制下的电感电流波形图，曲线b为PI控制下的电感电流波形图。图中，采用滑模控制策略时的电感电流在很短的时间内趋于稳定，而采用PI控制时，电感电流在0.3s趋于稳定，由此可见，滑模控制能够缩短***稳态响应时间。
图13、图14分别为两种控制策略下新型双准Z源NPC型五电平逆变器的输出A相电流谐波波形图。图中，滑模控制与PI控制的电流谐波分别为2.78％、4.97％，均满足并网电流谐波要求，但采用滑模控制可降低电流谐波，进一步提高***的经济性。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
Claims (9)
1.基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
S1：模型构建：根据新型双准Z源NPC型五电平逆变器的拓扑结构，建立新型双准Z源网络的平均状态模型；
S2：实际状态模型获取：采用小信号扰动法对新型双准Z源网络的平均状态模型添加扰动变量，获取实际新型双准Z源网络状态模型；
S3：滑模面获取：选取状态变量并代入实际新型双准Z源网络状态模型，确定滑模面；
S4：电压、电流控制：根据滑模面确定直通占空比，构建滑模控制器；将滑模控制器与新型双准Z源五电平逆变器连接，并结合SPWM调制算法，对新型双准Z源NPC型五电平逆变器进行电压、电流控制。
2.根据权利要求1所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的步骤S1具体包括：
101)获取新型双准Z源网络在非直通状态下的状态模型；
102)获取新型双准Z源网络在上直通状态、下直通状态下的状态模型；
103)对三个模型进行加权平均，获取一个开关周期内的新型双准Z源网络的平均状态模型。
3.根据权利要求2所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的步骤S1中，新型双准Z源网络的平均状态模型为
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式中，D0为新型双准Z源网络的直通占空比，A和B分别为状态方程的系数；L为新型双准Z源网络的电感，C为电容，rL为电感的等效电阻，rC为电容的等效电阻。
4.根据权利要求3所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的D0的取值范围为0～0.5。
5.根据权利要求4所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的步骤S2中，扰动变量为x*＝[iL *UC *]，u*＝[2Udc *I*]，D0 *，D0 *近似无穷小；其中，iL为电感电流，UC为电容电压，Udc为直流电源。
6.根据权利要求5所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的步骤S3中，选取的状态变量为：
<mrow>
<mfenced open = "[" close = "]">
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</msub>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>i</mi>
<mi>L</mi>
</msub>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
</mrow>
式中，uc为期望电容电压，IL为期望电感电流，iL为电感电流。
7.根据权利要求6所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的步骤S3中，代入状态变量后的新型双准Z源网络状态模型的表达式为：
<mrow>
<mfenced open = "[" close = "]">
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<mi>L</mi>
</mrow>
</mfrac>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
</mrow>
式中，Ui为直流侧电压；u为控制变量，直通状态下u＝1，非直通状态下u＝0；R为逆变器折算到直流侧的等效负载。
8.根据权利要求7所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的步骤S3中，获取的滑模面的表达式为：
S＝α1x1+α2x2+α3x3＝JTX
式中，J＝[α1，α2，α3]T为滑模系数向量。
9.根据权利要求8所述的基于滑模控制的新型双准Z源五电平逆变器并网控制方法，其特征在于，所述的步骤S4中，滑模控制条件由等效控制率决定，等效控制率为新型双准Z源网络的直通占空比D0，所述的等效控制率的表达式为：
<mrow>
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<mi>u</mi>
<mrow>
<mi>e</mi>
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<mo>=</mo>
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<mi>U</mi>
<mi>C</mi>
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<mo>+</mo>
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</mrow>
式中，α1，α2，α3为滑模系数，k＝UCUi/uc。
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