CN107707145A - Llc串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑，所述逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构。在此基础上运用解结耦半激励谐振调制方法，使变压器前级谐振电路激励谐振工作状态在谐振半周期内的工作占空比可控，实现向输出负载侧传递能量的控制，开关管在变压器零电流输出期间进行切换实现零电流开关，避免引起电压过冲问题，实现能量双向流动。本发明能量传输控制方式简单，无需判断电路谐振工作状态，调制复杂度低，原理简单易实现，提高了电路的可靠性和效率。

Description

LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑

技术领域

本发明涉及电力电子功率变换器拓扑领域，尤其是一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑。

背景技术

逆变器是一种把直流电能转换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用高频变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC/HFAC/LFAC三种功率特征，其中，HFAC：高频交流，LFAC：低频交流。可知此类逆变器中出现了DC/AC即直流/交流逆变环节，该环节位于变压器原边，又出现了AC/AC即交流/交流变换环节，该环节也常称为周波变换器或矩阵变换器环节，位于变压器副边。矩阵变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。

由于高频变压器漏感的存在，高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此变压器副边矩阵/周波变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；②单极性和双极性移相控制策略借助周波变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的ZVS，但存在换流重叠时间不易控制等问题；③在前级逆变器引入串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。

然而，上述策略虽然能够实现安全换流，但造成逆变器的调制和控制更为复杂，导致***可靠性降低以致影响了该类变换器的推广使用。

发明内容

本发明目的在于提供一种功率变换等级少的LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑。

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：

一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；

所述全桥LLC串联谐振逆变器由直流输入电压U_i、可控开关管S₁、可控开关管S₂、可控开关管S₃、可控开关管S₄、谐振电感L_r和谐振电容C_r组成；所述矩阵变换器由可控开关管S_P1、可控开关管S_P2、可控开关管S_P3、可控开关管S_P4、可控开关管S_N1、可控开关管S_N2、可控开关管S_N3和可控开关管S_N4组成；所述CL型滤波器由电感L_f、电容C_f和负载R组成；

直流输入电压U_i的正极分别与可控开关管S₁的集电极、可控开关管S₃的集电极相连，可控开关管S₁的发射极分别与谐振电感L_r的一端、可控开关管S₂的集电极相连；可控开关管S₃的发射极分别与谐振电容C_r的一端、可控开关管S₄的集电极相连；直流输入电压U_i的负极分别与可控开关管S₂的发射极、可控开关管S₄的发射极相连；谐振电感L_r的另一端与高频变压器T原边一端连接，谐振电容C_r的另一端与高频变压器T原边的另一端相连；电感L_s是高频变压器T的励磁电感；

高频变压器T副边的一端分别与可控开关管S_P1的集电极、可控开关管S_P3的集电极相连；可控开关管S_P1的发射极与可控开关管S_N2的集电极相连，可控开关管S_N2的发射极分别与可控开关管S_P2的集电极、电感L_f的一端、电容C_f的一端相连；可控开关管S_P2的发射极与可控开关管S_N1的集电极相连；可控开关管S_P3的发射极与可控开关管S_N4的集电极相连，可控开关管S_N4的发射极分别与可控开关管S_P4的集电极、电容C_f的另一端、负载R的一端相连，负载R的另一端与电感L_f的另一端相连；可控开关管S_P4的发射极与可控开关管S_N3的集电极相连；高频变压器T副边的另一端分别与可控开关管S_N1的发射极、可控开关管S_N3的发射极相连。

所述一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑的解结耦串联谐振调制方法，该方法包括如下内容：

全桥LLC串联谐振逆变器采用半激励谐振控制，由可控开关管S₁、可控开关管S₄组成的桥臂和由可控开关管S₂、可控开关管S₃组成的桥臂交替导通，使电路处于激励谐振状态，可控开关管S₁和可控开关管S₄以及可控开关管S₂和可控开关管S₃分别在谐振正负半周期内导通占空比按正弦规律变化，即LLC串联谐振电路在谐振半周期内的激励谐振工作状态占空比按正弦规律变化，在未达到谐振半周期时关断可控开关管S₁、可控开关管S₂、可控开关管S₃和可控开关管S₄，结束电路激励谐振工作状态；当处于激励谐振状态时，可控开关管S₁～S₄开通，能量由前级向后级传递，参与谐振状态的只有谐振电感L_r和谐振电容C_r，而高频变压器T的励磁电感L_s不参与谐振；当处于非激励状态时，可控开关管S₁～S₄全部关断，能量不再向后级传递，谐振电感L_r、励磁电感L_S和谐振电容C_r都参与谐振状态；高频变压器T输出面积按正弦规律变化且周期性回归为零的谐振电流；高频变压器T后级的矩阵变换器等效为两组普通的电流型逆变器进行解结耦控制，依据电流型解结耦逻辑调制电路对可控开关管S_P1～S_P4、可控开关管S_N1～S_N4进行控制，将高频变压器T输出的高频谐振电流转换成低频脉动电流；高频变压器T后级的矩阵变换器采用电流型解结耦控制，即将矩阵变换器可控开关管S_P1～S_P4、S_N1～S_N4分解成正负两组，即可控开关管S_P1～S_P4为正组，可控开关管S_N1～S_N4为负组，正组可控开关管S_P1～S_P4工作时负组可控开关管S_P1～S_P4全部关断，而负组可控开关管S_P1～S_P4工作时正组可控开关管S_P1～S_P4全部关断，后级矩阵变换器可以等效成两组普通电流型逆变器。

本发明一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑的工作过程大致如下：

高频变压器T前级高频逆变器引入LLC串联谐振槽，采用PWM控制方法，在谐振半周期内使谐振电路激励谐振工作状态按正弦变化，将输入直流电压调制成半正弦断续的高频交流电流。高频变压器T后级的矩阵变换器采用电流型解结耦调制方法，将高频变压器T输出的高频交流电流转换成单极性的电流。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：能量传输控制方式简单，无需判断电路谐振工作状态，调制复杂度低，原理简单易实现，能够无需借助辅助电路即可实现高频变压器副边矩阵变换器中所有可控开关管的零电流开关(ZCS)，避免因打断高频变压器副边漏感储存能量流通路径而引起电压过冲问题，提高了电路的可靠性和效率。

附图说明

图1为本发明逆变器电路拓扑图；

图2为该解结耦半激励谐振调制方法工作原理波形图；

图3为变压器副边矩阵变换器在电流型解结耦半激励谐振调制下的电路解耦原理图；

图4为高频逆变器的解结耦半激励谐振逻辑处理电路；

图5为本发明方法控制下的LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器部分主要原理波形图；

图6为本发明方法控制下的LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

本发明所述的一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；高频变压器T前级高频逆变电路引入LLC串联谐振槽，输出变为由电流主导，直流输入电压U_i转换为谐振电流i_p，由高频变压器T耦合输出到高频变压器T副边，经高频变压器T后级矩阵变换器调制，由滤波器滤波输出低频正弦电压U_o。

所述全桥LLC串联谐振逆变器由直流输入电压U_i、可控开关管S₁、可控开关管S₂、可控开关管S₃、可控开关管S₄、谐振电感L_r、励磁电感L_s和谐振电容C_r组成；所述矩阵变换器由可控开关管S_P1、可控开关管S_P2、可控开关管S_P3、可控开关管S_P4、可控开关管S_N1、可控开关管S_N2、可控开关管S_N3和可控开关管S_N4组成；所述CL型滤波器由电感L_f、电容C_f和负载R组成；

如图1所示，直流输入电压U_i的正极分别与可控开关管S₁的集电极、可控开关管S₃的集电极相连，可控开关管S₁的发射极分别与谐振电感L_r的一端、可控开关管S₂的集电极相连；可控开关管S₃的发射极分别与谐振电容C_r的一端、可控开关管S₄的集电极相连，直流输入电压U_i的负极分别与可控开关管S₂的发射极、可控开关管S₄的发射极相连；谐振电感L_r的另一端与高频变压器T原边一端连接，谐振电容C_r的另一端与高频变压器T原边的另一端相连；电感L_s是变压器T的励磁电感。

高频变压器T副边的一端分别与可控开关管S_P1的集电极、可控开关管S_P3的集电极相连，可控开关管S_P1的发射极与可控开关管S_N2的集电极相连，可控开关管S_N2的发射极分别与可控开关管S_P2的集电极、电感L_f的一端、电容C_f的一端相连，可控开关管S_P2的发射极与可控开关管S_N1的集电极相连；可控开关管S_P3的发射极与可控开关管S_N4的集电极相连，可控开关管S_N4的发射极分别与可控开关管S_P4的集电极、电容C_f的另一端、负载R的一端相连，负载R的另一端与电感L_f的另一端相连；可控开关管S_P4的发射极与可控开关管S_N3的集电极相连，高频变压器T副边的另一端分别与可控开关管S_N1的发射极、可控开关管S_N3的发射极相连。

图2为解结耦半激励谐振调制方法工作原理波形图。图中K是SPWM环节产生的两对SPWM信号产生的中间信号，S₁、S₄和S₂、S₃为高频变压器前级高频逆变器可控开关管的驱动信号，U₁、U₂为与期望输出正弦波频率相同的互补低频方波信号，V_P、V_N为载波频率的互补高频方波信号，S_P1～S_P4、S_N1～S_N4为高频变压器T后级矩阵式变换器可控开关管的驱动信号，谐振电流i_p为高频变压器T传递的高频交流电流，电流i_f为高频变压器T后级矩阵变换器输出的单极性电流波形。由驱动信号可以看出，高频变压器T原边高频逆变器可控开关管S₁、S₄和S₂、S₃在谐振半周期内的驱动信号占空比按正弦规律变化，即高频变压器T前级LLC串联谐振逆变器的激励谐振状态在谐振半周期内的导通占空比按正弦规律变化，可控开关管关断后电路激励谐振状态结束，谐振槽中的谐振电流迅速下降到零，结束向负载侧的能量传递，所以称为半激励谐振调制。高频变压器T后级矩阵变换器中可控开关管的开通与关断均是在高频变压器T电流为零期间完成的，故可以实现可控开关管的零电流开关(ZCS)。在任意时刻高频变压器T后级矩阵变换器同一桥臂至多仅有一个可控开关管处于开通状态，并且可控开关管半个周期处于关断状态，另半个周期处于方波调制状态，开关切换存在死区时间，防止滤波电容直通，因此本发明可以实现矩阵变换器可控开关管的零电流开关，且控制方式简单。

图3为高频变压器T后级矩阵变换器在解结耦半激励谐振调制方法下的电路解耦原理图。该调制方法使矩阵变换器等效分解成两个普通的电流型逆变器。当正弦工频调制信号为正时，正组逆变器的可控开关管S_P1、S_P4和负组逆变器的可控开关管S_N1、S_N4在高频正负半周期内分别处于导通状态，其余可控开关管处于关断状态；当工频调制信号为负时，正组逆变器的可控开关管S_P2、S_P3和负组逆变器的可控开关管S_N2、S_N3在高频正负半周期内分别处于导通状态，其余可控开关管均处于关断状态。

图4为该LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器解结耦半激励谐振逻辑处理电路。将SPWM1与SPWM4和SPWM2与SPWM3的与逻辑输出进行逻辑或运算，得到脉宽按正弦变化的中间信号K，将SPWM1和SPWM2的或运算结果进行上升沿二分频运算，得到高频正半周期信号V_P，对其取反得到高频负半周期信号V_N，将信号K和V_P进行逻辑与得到可控开关管S₁、S₄的驱动信号，将信号K与V_N进行逻辑与得到可控开关管S₂、S₃的驱动信号，将V_P、V_N分别与U₁进行逻辑与得到变压器后级矩阵变换器可控开关管S_P1、S_P4和S_N1、S_N4的驱动信号，将V_P、V_N分别与U₂进行逻辑与得到高频变压器T后级矩阵变换器可控开关管S_P2、S_P3和S_N2、S_N3的驱动信号。

图5为本发明中解结耦半激励谐振调制方法控制下的LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器主要工作原理波形图。其中S₁、S₄和S₂、S₃为高频变压器T前级逆变器开关管驱动波形，电流i_p为谐振电流波形，S_P1、S_P4和S_N1、S_N4为高频变压器T后级矩阵变换器开关管驱动波形，电流i_f为经矩阵变换器调制后的单极性电流波形。

图6为本发明解结耦半激励谐振调制方法控制下的LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器各阶段等效电路图。图中(a)～(j)分别为下述工作模态1～10。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在10个工作状态，具体模态分析说明如下：

1)工作模态1[t₀-t₁]，t₀时刻可控开关管S₁、S₄导通，直流输入电压U_i加在LLC串联谐振槽上，谐振电流i_p按正弦规律变化，矩阵变换器可控开关管S_P1、S_P4处于导通状态，直流输入侧能量通过谐振槽向负载侧传递，此时谐振电路处于激励谐振状态，参加谐振状态的只有谐振电感L_r及谐振电容C_r，谐振电流i_r增大，励磁电流i_s负向增大，直到t₁时刻，可控开关管S₁、S₄关断，该模态结束。

2)工作模态2[t₁-t₂]，t₁时刻关断可控开关管S₁、S₄，谐振电流i_p经可控开关管S₂、S₃反并联二极管续流，矩阵变换器可控开关管S_P1、S_P4处于导通状态，为电流提供流通路径，此时直流输入电压U_i和滤波电容等效到高频变压器T原边的电压共同反向加在谐振槽上，使谐振电流i_p迅速降为零，谐振电路处于回馈谐振状态，直到t₂时刻谐振电流下降为零，该模态结束。

3)工作模态3[t₂-t₃]，在t₂时刻谐振电流i_p变为零，处于谐振状态的有谐振电感L_r、励磁电感L_s和谐振电容C_r，能量不再向后级传递，矩阵变换器可控开关管S_P1、S_P4导通，矩阵变换器中无电流流动，负载依靠滤波网络提供能量。直到可控开关管S_P1、S_P4关断，该模态结束。

4)工作模态4[t₃-t₄]，在t₃时刻可控开关管S_P1、S_P4关断，此时前级谐振逆变器仍无电流输出，与前一模态相同，后级矩阵变换器可控开关管全部关断，矩阵变换器处于开关切换时的短暂死区阶段。

5)工作模态5[t₄-t₅]，在t₄时刻开通矩阵变换器可控开关管S_N1、S_N4，为下一模态高频变压器T输出的电流提供流通路径，该阶段前级逆变器可控开关管全部处于关断状态，谐振逆变器仍无电流输出，与前一模态相同，直到可控开关管S₂、S₃开通，该模态结束。

6)工作模态6[t₅-t₆]，在t₅时刻可控开关管S₂、S₃开通，直流输入电压U_i反向加在谐振槽上，谐振电流i_p负向呈正弦变化，后级矩阵变换器可控开关管S_N1、S_N4处于导通状态，为电流提供流通路径，直流输入侧能量通过谐振槽向负载侧传递，此时谐振电路处于激励谐振状态，谐振电感L_r和谐振电容C_r参与谐振，谐振电流i_r负向增大，励磁电流i_s正向增大，直到t₆时刻，可控开关管S₂、S₃关断，该模态结束。

7)工作模态7[t₆-t₇]，在t₆时刻关断可控开关管S₂、S₃，后级矩阵变换器可控开关管S_N1、S_N4仍处于导通状态；此时直流输入电压U_i和滤波电容电压等效到高频变压器T原边的电压共同反向加在谐振槽上，使谐振电流i_p迅速降为零，谐振电路处于回馈谐振状态，直到t₇时刻谐振电流下降为零，该模态结束。

8)工作模态8[t₇-t₈]，在t₇时刻谐振电流变为零，处于谐振状态的有谐振电感L_r、励磁电感L_s和谐振电容C_r，能量不再向后级传递，矩阵变换器可控开关管S_N1、S_N4导通，矩阵变换器中无电流流动，负载依靠滤波网络提供能量，直到可控开关管S_N1、S_N4关断，该模态结束。

9)工作模态9[t₈-t₉]，在t₈时刻可控开关管S_N1、S_N4关断，此时前级逆变器无电流输出，与前一模态相同，后级矩阵变换器可控开关管全部关断，矩阵变换器处于开关切换时的短暂死区阶段。

10)工作模态10[t₉-t₁₀]，在t₉时刻开通矩阵变换器可控开关管S_P1、S_P4，为下一模态变压器输出电流提供流通路径，该阶段前级逆变器可控开关管全部处于关断状态，直到可控开关管S₁、S₄开通，该模态结束。

由以上工作过程可以看出，高频变压器T前级前级谐振电路激励谐振状态的工作占空比可控，即向负载侧传递的能量可调，实现DC/AC变化，谐振电流周期性回零，高频变压器T后级周波变换器可控开关管在零电流输出期间切换，实现零电流开关，避免打断高频变压器T副边漏感能量的流通路径而引起的电压尖峰，提高电路可靠性和效率。

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (2)

1.一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑，其特征在于：所述逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；

所述全桥LLC串联谐振逆变器由直流输入电压U_i、可控开关管S₁、可控开关管S₂、可控开关管S₃、可控开关管S₄、谐振电感L_r和谐振电容C_r组成；所述矩阵变换器由可控开关管S_P1、可控开关管S_P2、可控开关管S_P3、可控开关管S_P4、可控开关管S_N1、可控开关管S_N2、可控开关管S_N3和可控开关管S_N4组成；所述CL型滤波器由电感L_f、电容C_f和负载R组成；

直流输入电压U_i的正极分别与可控开关管S₁的集电极、可控开关管S₃的集电极相连，可控开关管S₁的发射极分别与谐振电感L_r的一端、可控开关管S₂的集电极相连；可控开关管S₃的发射极分别与谐振电容C_r的一端、可控开关管S₄的集电极相连；直流输入电压U_i的负极分别与可控开关管S₂的发射极、可控开关管S₄的发射极相连；谐振电感L_r的另一端与高频变压器T原边一端连接，谐振电容C_r的另一端与高频变压器T原边的另一端相连；电感L_s是高频变压器T的励磁电感；

高频变压器T副边的一端分别与可控开关管S_P1的集电极、可控开关管S_P3的集电极相连；可控开关管S_P1的发射极与可控开关管S_N2的集电极相连，可控开关管S_N2的发射极分别与可控开关管S_P2的集电极、电感L_f的一端、电容C_f的一端相连；可控开关管S_P2的发射极与可控开关管S_N1的集电极相连；可控开关管S_P3的发射极与可控开关管S_N4的集电极相连，可控开关管S_N4的发射极分别与可控开关管S_P4的集电极、电容C_f的另一端、负载R的一端相连，负载R的另一端与电感L_f的另一端相连；可控开关管S_P4的发射极与可控开关管S_N3的集电极相连；高频变压器T副边的另一端分别与可控开关管S_N1的发射极、可控开关管S_N3的发射极相连。

2.根据权利要求1所述一种LLC串联谐振型单相高频链矩阵式逆变器拓扑的解结耦串联谐振调制方法，其特征在于：该方法包括如下内容：

全桥LLC串联谐振逆变器采用半激励谐振控制，由可控开关管S₁、可控开关管S₄组成的桥臂和由可控开关管S₂、可控开关管S₃组成的桥臂交替导通，使电路处于激励谐振状态，可控开关管S₁和可控开关管S₄以及可控开关管S₂和可控开关管S₃分别在谐振正负半周期内导通占空比按正弦规律变化，即LLC串联谐振电路在谐振半周期内的激励谐振工作状态占空比按正弦规律变化，在未达到谐振半周期时关断可控开关管S₁、可控开关管S₂、可控开关管S₃和可控开关管S₄，结束电路激励谐振工作状态；当处于激励谐振状态时，可控开关管S₁～S₄开通，能量由前级向后级传递，参与谐振状态的只有谐振电感L_r和谐振电容C_r，而高频变压器T的励磁电感L_s不参与谐振；当处于非激励状态时，可控开关管S₁～S₄全部关断，能量不再向后级传递，谐振电感L_r、励磁电感L_S和谐振电容C_r都参与谐振状态；高频变压器T输出面积按正弦规律变化且周期性回归为零的谐振电流；高频变压器T后级的矩阵变换器等效为两组普通的电流型逆变器进行解结耦控制，依据电流型解结耦逻辑调制电路对可控开关管S_P1～S_P4、可控开关管S_N1～S_N4进行控制，将高频变压器T输出的高频谐振电流转换成低频脉动电流；高频变压器T后级的矩阵变换器采用电流型解结耦控制，即将矩阵变换器可控开关管S_P1～S_P4、S_N1～S_N4分解成正负两组，即可控开关管S_P1～S_P4为正组，可控开关管S_N1～S_N4为负组，正组可控开关管S_P1～S_P4工作时负组可控开关管S_P1～S_P4全部关断，而负组可控开关管S_P1～S_P4工作时正组可控开关管S_P1～S_P4全部关断，后级矩阵变换器可以等效成两组普通电流型逆变器。