CN107659000B - 一种可双向无线充电的收发电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种可双向无线充电的收发电路，不采用传统的反相器连接的class‑D功率放大器结构，而是将反相器的连接改进为两P型MOS管的交叉耦合连接，并能达到基本相同的功率放大器功能。且本发明通过交叉耦合连接结构的两P型MOS管，使得无论在本电路处于发射模式还是接收模式，都不需要对两P型MOS管的连接结构进行调整，也即两P型MOS管能够在发射模式时用作功率放大器，也能够在接收模式时用作整流器的二极管；由此实现在进行工作模式的切换时，没必要利用选通器改变两P型MOS管之间的连接结构，两P型MOS管也能够直接与输入/输出连接，从而减少了选通器和驱动电路的数量，简化了电路结构，并提升了无线充电的效率。
Description
技术领域
本发明涉及一种可双向无线充电的收发电路。
背景技术
无线充电设备是指不用传统的充电电源线连接到需要充电的终端设备上的充电器，主要采用电磁感应原理，通过线圈之间产生的磁场，进行能量耦合实现电能传输。
但是，目前无线充电设备的应用并不是很普遍，则在户外环境中，当无线充电型的移动设备的电量耗尽时，极有可能找不到相应的无线充电设备。因此，为了解决该问题，现有技术中提出了双向充电的技术，即一个移动设备既能接受外部无线设备的充电，又能为别的移动设备充电，这样可以通过利用电量充足的移动设备为电量耗尽的移动设备进行充电。也即，一个移动设备同时具有接收机和发射机的功能。
而考虑到移动设备对成本、体积和方案紧凑性的要求，在移动设备上增加一套无线充电的发射电路并不太现实。为了不增加移动设备的成本和体积，现有唯一解决的方法是将已有的接收机电路进行可重构复用，使得移动设备同时具备接收和发射的功能，其包括一可双向无线充电收发电路。
由于对于无线充电的接收机，其核心是整流器；而对于发射机，其核心是功率放大器(PowerAmplifier，以下简称PA)。但是，无线充电电路通常需要收发大电流，因此不管对于整流器还是PA，其MOS管都需要采用很大的尺寸，以降低导通产生的损耗。因此，为了最大限度的提高复用的效率，减少不必要的器件浪费，整流器和PA(功率放大器)的MOS管的类型和个数必须相同，这也决定了现有技术的可复用双向收发机的电路主要存在两种架构：
1)请参阅图1，架构1：电路有1个N型MOS管MN和1个P型MOS管MP，组成单端功率放大器和电压倍增器类型的整流器；由于MN和MP的尺寸较大，其栅极均需要有驱动电路。由此，架构1的可复用双向收发机通过选通器(multiplexer)MUX1～MUX3进行选通，实现发射或接收的功能，其实现发射和接收功能的原理如下：
请参阅图1a，当处于发射模式时，驱动电路的输入均通过MUX1和MUX2连接到PA输入电路(通常产生非交迭的信号)。而谐振电路(LC谐振电路)的一端接PA的输出，另一端通过MUX3接地，形成PA的负载。这样构成了一个单端的class-D功率放大器。
请参阅图1b，当处于接收模式时，驱动电路的输入均通过MUX1和MUX2连接到比较器CMP1和CMP2的输出。CMP1和MP，及CMP2和MN，分别构成了一个有源二极管。而谐振电路的一端接整流器的输入，另一端通过MUX3接于负载电容CL1和CL2之间。这样构成了一个电压倍增器类型的整流器，则经过整流处理后的信号便可输出，实现充电。
由此，当两个架构1的收发电路进行能量耦合时，其能量耦合原理如图1c所示。
另外，虽然架构1的可复用双向收发机，MUX1和MUX2只涉及到栅极的电压控制，不需要流过大电流，可以取较小的尺寸。但是对于MUX3，在发射模式和接收模式都需要导通大电流。则一方面，MUX3需要选取很大的尺寸以降低结构复用带来的导通损耗；另一方面，MUX3带来的导通损耗必将恶化接收和发射的效率，这是我们所不希望看到的。
2)请参阅图2，架构2：电路有2个N型MOS管(MN1和MN2)和2个P型MOS管(MP1和MP2)，组成差分功率放大器和全波整流器。其中谐振电路均采用LC串联谐振的方式。由于谐振电路也需要复用，所以接收和发射的谐振电路中的电感(L)和电容(C)也采用同样的取值；当两收发机进行能量交互时，其电感之间的耦合系数为k。由此，架构2的可复用双向收发机通过选通器MUX1～MUX4进行选通，实现发射或接收的功能，其实现发射和接收功能的原理如下：
请参阅图2a，当处于发射模式时，与架构1类似，MN1～MN2和MP1～MP2分别通过MUX1～MUX4连接到PA输入电路(产生差分的非交迭信号)。谐振电路的两端分别连接至PA的差分输出端，作为PA的负载。这样构成了一个差分的class-D功率放大器。
请参阅图2b，当处于接收模式时，MN1和MN2分别通过MUX3和MUX4连接到比较器CMP1和CMP2的输出端。CMP1和MN1，及CMP2和MN2，分别构成了一个有源二极管。MP1和MP2分别通过MUX1和MUX2，交叉耦合的连接到整流器的输入端(VAC1和VAC2)，使得MP1和MP2构成了锁存器，也类似于一对有源二极管。这样构成了一个全波整流器。则经过整流处理后的信号便可输出，实现充电。
由此，当两个架构2的收发电路进行能量耦合时，其能量耦合原理如图2c所示。
但是，架构2需要四个选通器MUX1～MUX4，结构较复杂。且选通器本身具有一定的导通电阻，会导致驱动器输出至MP1和MP2的栅极有一定的附加延迟，使得MP1和MP2构成的有源二极管导通/关闭存在延迟，造成较大的短路电流，恶化了无线充电的效率。
发明内容
为解决上述现有技术的缺点和不足，本发明提供了一种可双向无线充电的收发电路，减少了选通器和驱动电路的数量，结构得到了简化，并提升了无线充电的效率。
本发明提供了一种可双向无线充电的收发电路，包括两选通器、信号输入电路、两驱动电路、两N型MOS管、两比较器、两P型MOS管、及LC谐振电路；
所述两选通器的控制端接入控制信号，两选通器的一输入端分别接入所述信号输入电路的两输出端，两选通器的另一输入端分别接入所述两比较器的输出端，且两选通器的输出端分别接入两驱动电路的输入端；
所述信号输入电路的输入端接入一方波信号；
所述两驱动电路的输出端分别接入所述两N型MOS管的栅极；
所述两N型MOS管的源极共地或分别接地；
所述两比较器的正输入端共地或分别接地；
所述两比较器的正输入端共地或分别接地；且两比较器的负输入端分别与所述两N型MOS管的漏极电连接，并分别与所述两P型MOS管的漏极电连接；
所述两P型MOS管的漏极分别接入两比较器的负输入端，源极相互电连接；任一P型MOS管的栅极电连接于另一P型MOS管的漏极；
所述LC谐振电路的两端分别与所述两P型MOS管的漏极电连接。
由此，通过以上技术方案，本发明不采用传统的反相器连接的class-D功率放大器结构，而是将反相器的连接改进为两P型MOS管的交叉耦合连接，并能达到基本相同的功率放大器功能。且本发明通过交叉耦合连接结构的两P型MOS管，使得无论在本电路处于发射模式还是接收模式，都不需要对两P型MOS管的连接结构进行调整，也即两P型MOS管能够在发射模式时用作功率放大器，也能够在接收模式时用作整流器的二极管；由此实现在进行工作模式的切换时，没必要利用选通器改变两P型MOS管之间的连接结构，两P型MOS管也能够直接与输入/输出连接，从而有效地减少了选通器和驱动电路的数量，简化了电路结构，并提升了无线充电的效率。
进一步，当收发电路处于发射模式时，两选通器接通信号输入电路，及，所述两P型MOS管的源极共同接入一工作电源；所述两N型MOS管和所述两P型MOS管共同构成一功率放大电路，且所述两P型MOS管构成一交叉耦合功率放大器；所述信号输入电路对所述方波信号进行差分处理，得到差分信号；所述功率放大电路对所述差分信号进行放大处理，并输出至所述LC谐振电路中，LC谐振电路工作；
当收发电路处于接收模式时，两选通器接通两比较器，及，所述两P型MOS管的源极共同作为直流电信号输出端；所述两P型MOS管、所述两N型MOS管和所述两比较器共同构成一全波整流电路，且任一N型MOS管和与其相接的一比较器共同构成一有源二极管；所述LC谐振电路受到外部磁场作用而产生交流电信号；所述全波整流电路对所述交流电信号进行整流处理，得到直流电信号，并通过所述直流电信号输出端输出。
由此，基于本发明可双向无线充电的收发电路，收发电路进行接收模式和发射模式之间的切换动作时，只需要通过控制两个选通器的控制端的输入信号即可，还达到了减少操作步骤和方便操作的效果。
进一步，本发明可双向无线充电的收发电路还包括一滤波电容；所述滤波电容一端与所述两P型MOS管的源极电连接，另一端接地。通过此处增设的滤波电容，有利于滤除掉交流信号，使得输出的信号具有更好的平稳性。
进一步，所述LC谐振电路为LC串联谐振电路，其包括一谐振电容和一谐振电感；所述谐振电容的一端电连接于其中一P型MOS管的漏极，另一端与所述谐振电感的一端电连接；所述谐振电感的另一端电连接于另一P型MOS管的漏极。通过此处限定，在保证本电路的正常工作的同时，利用最简单的LC谐振电路，有利于进一步简化电路结构。
进一步，所述信号输入电路为单端转差分电路。
为了更好地理解和实施，下面结合附图详细说明本发明。
附图说明
图1为现有技术第一种可复用双向收发机的收发电路的结构示意图；
图1a为图1中的收发电路处于发射模式时的电路原理图；
图1b为图1中的收发电路处于接收模式时的电路原理图；
图1c为两个图1中的收发电路进行能量耦合时的电路原理图；
图2为现有技术第二种可复用双向收发机的收发电路的结构示意图；
图2a为图2中的收发电路处于发射模式时的电路原理图；
图2b为图2中的收发电路处于接收模式时的电路原理图；
图2c为两个图2中的收发电路进行能量耦合时的电路原理图；
图3为本发明可双向无线充电的收发电路的收发电路的电路结构图；
图3a为本发明可双向无线充电的收发电路处于发射模式时的电路原理图；
图3b为本发明可双向无线充电的收发电路处于接收模式时的电路原理图；
图3c为两个本发明可双向无线充电的收发电路进行能量耦合时的电路原理图；
图4为本发明可双向无线充电的收发电路的任一选通器的电路符号示意图。
具体实施方式
请参阅图3和图4，本发明提供了一种可双向无线充电的收发电路，包括两选通器(MUX3和MUX4)、信号输入电路、两驱动电路(M1和M2)、两N型MOS管(MN1和MN2)、两比较器(CMP1和CMP2)、两P型MOS管(MP1和MP2)、LC谐振电路及滤波电容CL。
所述两选通器(MUX3和MUX4)的控制端sel接入控制信号，两选通器的一输入端b分别接入所述信号输入电路的两输出端，两选通器(MUX3和MUX4)的另一输入端a分别接入所述两比较器(CMP1和CMP2)的输出端，且两选通器(MUX3和MUX4)的输出端out分别接入两驱动电路(M1和M2)的输入端。
在本实施例中，每一选通器为一二选一数据选择器，当控制端sel接入的控制信号为0时，接入输入端a，此时输出端out与输入端a连通，输出端out与输入端b不连通；当控制端sel接入的控制信号为1时，接入输入端b，此时输出端out与输入端b连通，输出端out与输入端a不连通。其中，选通器的控制端sel的控制信号的输入可以通过触发控制按钮实现，选通器的控制端与控制按钮的电路连接结构为现有，故不赘述。
所述信号输入电路的输入端接入一方波信号。在本实施例中，所述信号输入电路为单端转差分电路，或者，替换为单端转差分芯片或单端转差分放大器。
所述两驱动电路(M1和M2)的输出端分别接入所述两N型MOS管(MN1和MN2)的栅极。
所述两N型MOS管(MN1和MN2)的源极共地或分别接地。
所述两比较器(CMP1和CMP2)的正输入端共地或分别接地；且两比较器的负输入端分别与所述两N型MOS管(MN1和MN2)的漏极电连接，并分别与所述两P型MOS管(MP1和MP2)的漏极电连接。
所述两P型MOS管(MP1和MP2)的漏极分别接入两比较器(CMP1和CMP2)的负输入端，两者的源极相互电连接并接入所述滤波电容CL的一端；任一P型MOS管的栅极电连接于另一P型MOS管的漏极，也即，P型MOS管MP1的栅极电连接于P型MOS管MP2的漏极和N型MOS管MN2的漏极之间，P型MOS管MP2的栅极电连接于P型MOS管MP1的漏极和N型MOS管MN1的漏极之间，由此两P型MOS管(MP1和MP2)交叉耦合相接。
所述LC谐振电路的两端分别与所述两P型MOS管(MP1和MP2)的漏极电连接。在本实施例中，为在保证电路正常工作的同时进一步简化电路结构，优选地，所述LC谐振电路为LC串联谐振电路，其包括一谐振电容C和一谐振电感L；所述谐振电容C的一端为电连接于P型MOS管MP2的漏极，另一端与所述谐振电感L的一端电连接；所述谐振电感L的另一端为电连接于另一P型MOS管的漏极的输出端。
所述滤波电容CL的另一端接地。
请参阅图3a，当收发电路处于发射模式时，向每一选通器的控制端sel输入为1的控制信号，则每一选通器的输出端out与其输入端b连通，且每一选通器的输出端out与其输入端a不连通；也即，两选通器(MUX3和MUX4)接通信号输入电路，不接入两比较器(CMP1和CMP2)。以及，所述两P型MOS管(MP1和MP2)的源极共同接入一工作电源Vcc。由此，所述两N型MOS管和所述两P型MOS管共同构成一功率放大电路，其中的所述两P型MOS管构成一交叉耦合功率放大器。
此时，处于发射模式的收发电路的工作原理为：首先，方波信号从信号输入电路的输入端输入；其次，所述信号输入电路对所述方波信号进行差分处理，得到差分信号；然后，所述功率放大电路对所述差分信号进行放大处理，并输出至所述LC谐振电路中，从而使得LC谐振电路工作，产生磁场。
请参阅图3b，当收发电路处于接收模式时，向每一选通器的控制端sel输入为0的控制信号，则每一选通器的输出端out与其输入端a连通，且每一选通器的输出端out与其输入端b不连通；也即，两选通器(MUX3和MUX4)接通两比较器(CMP1和CMP2)，不接入信号输入电路。以及，所述两P型MOS管(MP1和MP2)的源极共同作为直流电信号输出端Vout，且该直流电信号输出端Vout用于接入一与充电电池电连接的充电电路。由此，所述两P型MOS管、所述两N型MOS管和所述两比较器共同构成一全波整流电路，且任一N型MOS管和与其相接的一比较器共同构成一有源二极管，也即N型MOS管MN1和比较器CMP1构成一有源二极管，及N型MOS管MN2和比较器CMP2构成另一有源二极管。其中，充电电路与现有技术充电电路相同，故在此不赘述。
此时，处于接收模式的收发电路的工作原理为：首先，所述LC谐振电路受到外部磁场作用而产生交流电信号；然后，所述全波整流电路对所述交流电信号进行整流处理，得到直流电信号，并通过所述直流电信号输出端Vout输出，由此实现对通过充电电路与直流电信号输出端Vout电连接的充电电池的充电。
则，当两个本发明可双向无线充电的收发电路进行能量耦合，实现无线充电时，通过分别控制两个收发电路的两选通器(MUX3和MUX4)，使得其中一收发电路处于发射模式，另一收发电路处于接收模式，如图3c所示，即可根据上述“处于发射模式的收发电路的工作原理”和“处于接收模式的收发电路的工作原理”得知两个收发电路之间的工作过程，在此不赘述，最终，发射模式的收发电路的LC谐振电路工作产生磁场，而接收模式的收发电路的LC谐振电路收到所述磁场的作用而产生交流电信号，并经过整流处理而最终输出直流电信号，由此实现两个本发明可双向无线充电的收发电路之间进行能量耦合工作，实现无线充电。
另外，本发明还具有其它变形实施例，例如，将滤波电容CL删除，此时，所述两P型MOS管(MP1和MP2)的源极相互连接。
另外，通过仿真实验证明，本发明可双向无线充电的收发电路的无线充电效率相对于现有技术收发电路的52％的无线充电效率上升至55％。
相对于现有技术，本发明可双向无线充电的收发电路不采用传统的反相器连接的class-D功率放大器结构，而是将反相器的连接改进为两P型MOS管的交叉耦合连接，并能达到基本相同的功率放大器功能。且本发明通过交叉耦合连接结构的两P型MOS管，使得无论在本电路处于发射模式还是接收模式，都不需要对两P型MOS管的连接结构进行调整，也即两P型MOS管能够在发射模式时用作功率放大器，也能够在接收模式时用作整流器的二极管；由此实现在进行工作模式的切换时，没必要利用选通器改变两P型MOS管之间的连接结构，两P型MOS管也能够直接与输入/输出连接，从而有效地减少了选通器和驱动电路的数量，简化了电路结构，并提升了无线充电的效率。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。
Claims (5)
1.一种可双向无线充电的收发电路，其特征在于：包括两选通器MUX3和MUX4、信号输入电路、两驱动电路M1和M2、两N型MOS管MN1和MN2、两比较器CMP1和CMP2、两P型MOS管MP1和MP2、及LC谐振电路；
所述选通器MUX3的控制端接入控制信号，选通器MUX3的一输入端接入所述信号输入电路的一输出端，选通器MUX3的另一输入端接入所述比较器CMP1的输出端，且选通器MUX3的输出端接入驱动电路M1的输入端；
所述选通器MUX4的控制端接入控制信号，选通器MUX4的一输入端接入所述信号输入电路的另一输出端，选通器MUX4的另一输入端接入所述比较器CMP2的输出端，且选通器MUX4的输出端接入驱动电路M2的输入端；
所述信号输入电路的输入端接入一方波信号；
所述驱动电路M1的输出端接入所述N型MOS管MN1的栅极；
所述驱动电路M2的输出端接入所述N型MOS管MN2的栅极；
所述两N型MOS管MN1和MN2的源极共地或分别接地；
所述两比较器CMP1和CMP2的正输入端共地或分别接地；且比较器CMP1的负输入端与所述N型MOS管MN1的漏极电连接，并与所述P型MOS管MP1的漏极电连接；比较器CMP2的负输入端与所述N型MOS管MN2的漏极电连接，并与所述P型MOS管MP2的漏极电连接；
所述P型MOS管MP1的漏极接入比较器CMP1的负输入端，源极与P型MOS管MP2的源极相互电连接；所述P型MOS管MP2的漏极接入比较器CMP2的负输入端；任一P型MOS管的栅极电连接于另一P型MOS管的漏极；
所述LC谐振电路的一端与P型MOS管MP1的漏极电连接，另一端与P型MOS管MP2的漏极电连接。
2.根据权利要求1所述的可双向无线充电的收发电路，其特征在于：
当收发电路处于发射模式时，两选通器接通信号输入电路，及，所述两P型MOS管的源极共同接入一工作电源；所述两N型MOS管和所述两P型MOS管共同构成一功率放大电路，且所述两P型MOS管构成一交叉耦合功率放大器；
所述信号输入电路对所述方波信号进行差分处理，得到差分信号；所述功率放大电路对所述差分信号进行放大处理，并输出至所述LC谐振电路中，LC谐振电路工作；
当收发电路处于接收模式时，两选通器接通两比较器，及，所述两P型MOS管的源极共同作为直流电信号输出端；所述两P型MOS管、所述两N型MOS管和所述两比较器共同构成一全波整流电路，且任一N型MOS管和与其相接的一比较器共同构成一有源二极管；
所述LC谐振电路受到外部磁场作用而产生交流电信号；所述全波整流电路对所述交流电信号进行整流处理，得到直流电信号，并通过所述直流电信号输出端输出。
3.根据权利要求1所述的可双向无线充电的收发电路，其特征在于：还包括一滤波电容；所述滤波电容一端与所述两P型MOS管的源极电连接，另一端接地。
4.根据权利要求1～3任一项所述的可双向无线充电的收发电路，其特征在于：所述LC谐振电路为LC串联谐振电路，其包括一谐振电容和一谐振电感；所述谐振电容的一端电连接于其中一P型MOS管的漏极，另一端与所述谐振电感的一端电连接；所述谐振电感的另一端电连接于另一P型MOS管的漏极。
5.根据权利要求1所述的可双向无线充电的收发电路，其特征在于：所述信号输入电路为单端转差分电路。
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