CN107526388A - 低压差线性稳压器 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种低压差线性稳压器，包括：放大单元，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端接收基准电压，其第二输入端接收反馈电压，其输出端连接第一节点；输出晶体管，具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接所述第一节点，其第一端连接第一电源电位，其第二端连接第二节点且提供输出电压；反馈单元，连接所述第二节点，根据所述输出电压提供所述反馈电压；补偿单元，包括第一补偿放大器、第二补偿放大器和第一可变电流源中的至少一种。根据本发明的技术方案，补偿单元用来侦测与抑制当在第二节点发生轻重负载切换时产生的突波。

Description

低压差线性稳压器
技术领域
本公开涉及电路技术领域，具体而言，涉及低压差线性稳压器。
背景技术
随着移动通信技术的快速发展，各种移动终端如手机、掌上电脑、笔记本电脑等也逐渐得到了普及。伴随着功能性的多样化，所需要的各种电源准位也应运而生，电源管理也变得格外重要。例如，一个优秀的移动终端不会因为功能性强大而使用多组电源，一个解决方法是通过低压差线性稳压器(Low Dropout Linear Regulator，简称LDO)在移动终端内部产生对应到各功能应用的各种子电源，所以低压差线性稳压器在各式由电池供应电源的移动终端产品中大量使用。
图1所示为根据相关技术的一种低压差线性稳压器的示意图。如图1所示，低压差线性稳压器100包括放大单元102、反馈单元104、输出晶体管106、及外挂稳压电容108。反馈单元104可例如包括分压电阻RD1和RD2。低压差线性稳压器100的输出节点耦接一负载110。输出晶体管106耦接于接收输入电压Vin的输入节点与输出电压Vout的输出节点之间，其栅极耦接放大单元102的输出节点。放大单元102的输入端分别耦接参考电压Vref及反馈单元的反馈电压Vf。
在图1所示的稳压器中，稳压电容108虽然可稳定输出电压，但增加了***体积，难以实现***整合和小型化/微型化。在根据相关技术的另一种低压差线性稳压器中，省略了外挂稳压电容108。
在***响应上，线性稳压器都会面临轻负载(低电流供应状态)与高负载(大电流供应状态)的相互切换。切换过程中容易有突波产生，若此突波过于强大，会有机会造成整个***出现不稳定的状况。
因此，需要提供有效的突波抑制方法，降低突波影响，让***处于可掌握的状况下运作。
在所述背景技术部分公开的上述信息仅加强对本公开的背景的理解，因此它可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开提供一种低压差线性稳压器，能够有效抑制突波。
根据本公开的第一方面，提供一种低压差线性稳压器，包括：
放大单元，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端接收基准电压，其第二输入端接收反馈电压，其输出端连接第一节点；
输出晶体管，具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接所述第一节点，其第一端连接第一电源电位，其第二端连接第二节点且提供输出电压；
反馈单元，连接所述第二节点，根据所述输出电压提供所述反馈电压；
补偿单元，包括第一补偿放大器、第二补偿放大器和第一可变电流源中的至少一种，其中：
所述第一补偿放大器具有输入端和输出端，其输入端连接所述第二节点，其输出端连接所述第一节点，所述第一补偿放大器根据所述第二节点的所述输出电压调整所述第一节点的电压；
所述第二补偿放大器具有输入端和输出端，其输入端连接所述第一节点，其输出端连接所述第二节点，所述第二补偿放大器根据所述第一节点的电压调整注入到所述第二节点的补充电流；
所述第一可变电流源连接在所述第一电源电位和所述第二节点之间，所述第一可变电流源在所述第二节点的输出电压有一向下突波时向所述第二节点注入电流。
根据一些实施例，所述输出晶体管为PMOS管。
根据本发明的一些实施例，通过采用包括第一补偿放大器、第二补偿放大器和第一可变电流源中的至少一种的补偿单元，来侦测与抑制当在第二节点发生轻重负载切换时产生的突波。
本公开的其它特性和优点将通过下面的详细描述变得显然，或部分地通过本公开的实践而习得。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起解释本发明的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图得到其他变型。
图1示出根据相关技术的一种低压差线性稳压器的示意图；
图2示出根据本发明一实施例的低压差线性稳压器；
图3示出根据本发明一实施例的第一补偿放大器；
图4示出根据本发明一实施例的第二补偿放大器；
图5示出根据本发明一实施例的第一可变电流源；
图6示出根据本发明一实施例的反馈单元；
图7示出根据本发明另一实施例的反馈单元；
图8示出根据本发明另一实施例的稳压器；
图9示出根据本发明一实施例的密勒电容补偿电路；
图10示出根据本发明一实施例的放大单元；
图11A和11B示出性能对比结果。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例性实施例。然而，示例性实施例能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施方式；相反，提供这些实施方式使得本公开将全面和完整，并将示例性实施例的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中，相同的附图标记表示相同或类似的结构，因而将省略它们的详细描述。
此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而没有所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的组件、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知结构以避免模糊本公开的各方面。
图2示出根据本发明一实施例的低压差线性稳压器。
如图2所示，根据本发明实施例的低压差线性稳压器包括放大单元202、反馈单元204、输出晶体管Mp和补偿单元212。本领域技术人员容易得知的是，除所示之外，本示例实施方式中的低压差线性稳压器电路还可以包括驱动电源电路、基准电压生成电路、滤波电路、负载短路保护电路、过压关断电路、过热关断电路、反接保护电路等其中的一种或多种，此处不再赘述。
放大单元202可具有第一输入端in1、第二输入端in2和输出端out，其第一输入端in1接收基准电压Vref，其第二输入端in2接收反馈电压Vf，其输出端连接第一节点P1。放大单元202根据基准电压Vref和反馈电压Vf的差输出驱动电压至第一节点P1。
输出晶体管Mp可具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接第一节点P1，其第一端连接第一电源电位Vdd，其第二端连接第二节点P2且提供输出电压Vout。根据一实施例，输出晶体管Mp可为PMOS。
反馈单元204可连接所述第二节点，根据所述输出电压Vout提供所述反馈电压Vf至放大单元202的第二输入端in2。反馈单元204可例如包括分压电阻RD1和RD2。
补偿单元212可包括第一补偿放大器212A、第二补偿放大器212B和第一可变电流源212C中的至少一种。即，补偿单元212可包括第一补偿放大器212A、第二补偿放大器212B和第一可变电流源212C中的任一种，或者其中任意两种的组合，或者包括全部三种。
所述第一补偿放大器212A具有输入端in和输出端out，其输入端in连接所述第二节点P2，其输出端out连接所述第一节点P1，所述第一补偿放大器212A根据所述第二节点P2的所述输出电压Vout调整所述第一节点P1的电压。
所述第二补偿放大器212B具有输入端in和输出端out，其输入端in连接所述第一节点P1，其输出端out连接所述第二节点P2，所述第二补偿放大器212B根据所述第一节点P1的电压调整注入到所述第二节点P2的补充电流。
所述第一可变电流源212C连接在所述第一电源电位Vdd和所述第二节点P2之间，所述第一可变电流源在所述第二节点P2的输出电压Vout有一向下突波时向所述第二节点P2注入电流。
根据本发明的实施例，通过采用包括第一补偿放大器212A、第二补偿放大器212B和第一可变电流源212C中的至少一种的补偿单元212，来侦测与抑制当在第二节点P2发生轻重负载切换时产生的突波。
例如，当负载切换时输出电压Vout会有变化，212B和212C侦测到输出电压变化，提供补充电流以满足负载的电流需求；212C协助P1节点电压(输出晶体管的栅极电压)快速变化，从而使得输出晶体管快速达到目标电流输出。这样，可以快速而有效地抑制负载切换引起的突波。当稳压器完成负载由轻到重的切换时，第一补偿放大器212A、第二补偿放大器212B和第一可变电流源212C会自动关闭。
另外，根据本发明实施例的稳压器可以不设置外挂式电容，一方面可以降低***成本以及***设计的复杂性，另一方面可以减少低压差线性稳压器电路的整体空间占用，便于产品的小型化。
图3示出根据本发明一实施例的第一补偿放大器212A。
如图3所示，所述第一补偿放大器212A可包括第二可变电流源2122和第一电流镜2124。第二可变电流源2122连接第三节点P3。第一电流镜2124的输入端连接所述第三节点P3，其输出端连接所述第一节点P1。
根据一实施例，第二可变电流源2124可包括第一晶体管M1和第二晶体管M2。第一晶体管M1的第一端连接所述第一电源电位Vdd且其第二端和控制端连接所述第二晶体管M2的第一端。第二晶体管M2的控制端连接所述第二节点P2且第二端连接所述第三节点P3。
图4示出根据本发明一实施例的第二补偿放大器212B。
如图4所示，第二补偿放大器212B可包括第三晶体管M3和第四晶体管M4。第三晶体管M3的第一端连接所述第一电源电位Vdd，其第二端连接所述第四晶体管的第一端，且其控制端连接第二电源电位Vss。第二电源电位Vss例如可以是地电位。第四晶体管的第二端连接所述第二节点P2，其控制端连接所述第一节点P1。
图5示出根据本发明一实施例的第一可变电流源212C。
如图5所示，第一可变电流源212C可包括第五晶体管M5和第六晶体管M6。第五晶体管M5的第一端连接所述第一电源电位Vdd，其第二端连接所述第六晶体管M6的第一端，其控制端连接第二电源电位Vss。第六晶体管的控制端和第二端连接所述第二节点P2。
参照图3-5，当稳压器提供稳定电流时，第二节点P2的输出电压会呈现固定值。当稳压器需要从轻负载切换到高负载、电流需要大幅度改变时，由于输出晶体管Mp反应慢，输出电压Vout会从理想值往下降，进而形成一个负向的突波。此时，第一可变电流源212C可侦测到Vout开始下降，会率先反应帮忙提供Vout后端各子模块所需要的电流。第一节点P1的电压也会开始下降，驱使晶体管Mp逐渐提高电流输出至所需的电流。第二补偿放大器212B侦测到第一节点P1电压下降后，开始提供补充电流帮忙Vout供应后面子模块。第一补偿放大器212A则协助第一节点P1电压快速变化，进而使Mp可以更快速地达到目标电流。当稳压器完成轻重负载切换时，Vout又会回到理论值电压，补偿电路就会自动关闭。
图6示出根据本发明一实施例的反馈单元。
如图6所示，反馈单元可包括一第一分压电阻Rf1以及一第二分压电阻Rf2。其中，所述第一分压电阻Rf1具有第一端及第二端，所述第一分压电阻Rf1第一端连接所述第二节点P2，所述第一分压电阻Rf1第二端连接所述放大单元202的第二输入端in2。所述第二分压电阻Rf2具有第一端及第二端，所述第二分压电阻Rf2第一端连接第一分压电阻Rf1的第一端，其第二端连接第二电源定位Vss。
图7示出根据本发明另一实施例的反馈单元。
如图7所示，反馈单元可包括一第一分压电阻Rf1、一第二分压电阻Rf2、一切换单元RA以及至少一调整电阻Rs。其中，所述第一分压电阻Rf1具有第一端及第二端，所述第一分压电阻Rf1第一端连接所述第二节点P2。所述第二分压电阻Rf2具有第一端及第二端，所述第二分压电阻Rf2第二端述连接一第二电源电位Vss。所述至少一调整电阻Rs串联在所述第一分压电阻Rf1第二端与第二分压电阻Rf2第一端之间，本示例实施方式中，以31个调整电阻Rs为例进行说明。
S4、S3、S2、S1、S0是状态选择控制开关总共是5个控制信号，所以可以产生25＝32种两进位编码模式，故在Rf1与Rf2间有31个相同电阻Rs，产生32个电压节点，通过Vf来调整第二节点P2的输出电压电位。
所述切换单元RA根据切换信号选择是否短路各所述调整电阻Rs，并将所述反馈单元的分压采样信号提供至所述放大单元的第二输入端。如此，则可以得到32种不同的输出电压Vout的分压采样比例，进而得到32中不同的输出电压。例如，将所有31个调整电阻Rs均短路，即相当于图6中的反馈单元。又例如，将30个调整电阻Rs均短路，即得到输出电压Vout-ΔV或Vout+ΔV，其中ΔV为输出电压的最小调整值。单位ΔV的大小就决定Rs使用的电阻值。
上述切换信号可以通过切换开关的通断组合产生。本示例实施方式中，如果所述调整电阻Rs的数量为n，所述2m-1≤n<2m，所述切换信号由m个开关的通断组合产生；其中，n>0，m>0。
本领域技术人员容易理解的是，在本公开的其他示例性实施例中，所述反馈单元204对于所述输出电压Vout的分压采样比例的调节也可以通过其他方式实现，并不局限于示例实施方式中所例举的方式。
图8示出根据本发明另一实施例的稳压器。
如图8所示，在根据本实施例的稳压器中，放大单元202包括第一级放大器A1和第二级放大器A2。另外，稳压器还可包括密勒电容补偿电路214。
参见图8，第一级放大器A1具有第一输入端in1、第二输入端in2及输出端out，其第一输入端in1接收所述基准电压Vref，其第二输入端in2接收所述反馈电压Vf，其输出端连接第四节点P4。所述第一级放大器A1可以包括例如跨导运算放大器，从而放大所述反馈电压Vf和所述基准电压Vref的差值并输出。
第二级放大器A2具有输入端in及输出端out，其输入端in连接所述第四节点P4，其输出端out连接所述第一节点P1。所述第二级放大器A2可以包括例如具有负增益的电压放大器，从而放大输入电压并输出至第一节点P1。
密勒电容补偿电路214连接所述第一节点P1、第二节点P2和第四节点P4。
图9示出根据本发明一实施例的密勒电容补偿电路。
如图9所示，密勒电容补偿电路包括第七晶体管M7、第八晶体管M8、第一电容C1和第二电容C2。
参见图9，第七晶体管M7具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接所述第一节点P1，其第一端连接所述第一电源定位Vdd，其第二端连接第五节点P5。
第八晶体管M8具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接所述第四节点P4，其第一端连接第二电源定位Vss，其第二端连接第五节点P5。
第一电容C1的一端连接第四节点，其另一端连接第五节点。
第二电容C2的一端连接所述第一节点P1，其另一端连接所述第二节点P2。
根据本实施例，通过MIM电容，利用miller原理产生一个足以取代外挂式电容的miller等效电容。
易于理解，在本公开的其他示例性实施例中，也可以是第七晶体管M7为N沟道型晶体管，所述第八晶体管M8为P沟道型晶体管，所述第一电源电位为低电平，第二电源电位提供一高电平。此外，本示例实施方式中，为了控制方便以及简化电路，所述第七晶体管M7和第八晶体管M8的沟道类型相反，但也可以有其他方式。
在本示例实施方式中的低压差线性稳压器电路中，主导极点是由第一级放大器A1的输出与密勒电容补偿电路共同产生，具体如下公式：
其中，(gm8ro8+1)是所产生的密勒系数，因此可以放大第一电容C1使其等效电容值足以取代外挂式电容；RoutA1是第一级放大器A1的输出信号的等效输出阻抗。
此外，第二电容C2产生一个新的零点Z1：
其中，gmp是输出端传输跨导。当有负载在抽载时，可以提供足够快的反应速度，使输出电压Vout快速地回复到稳定状况，即可以确保低压差线性稳压器电路的负载瞬态响应性能。
图10示出根据本发明一实施例的放大单元。
参见图10，所述第一级放大器A1包括第二电流镜以及差动对电路。所述第二电流镜由第九晶体管M9以及第十晶体管M10组成，本示例实施方式中，所述第九晶体管M9以及第十晶体管M10可以为N沟道型晶体管，共同组成一共源共栅型电流镜。所述差动对电路由第十一晶体管M11以及第十二晶体管M12组成，本示例实施方式中，所述第十一晶体管M11以及第十二晶体管M12可以为P沟道型晶体管；所述差动对电路对所述基准电压Vref和反馈电压Vf的差值进行放大并通过所述第二电流镜输出。另外，第一级放大器A1包括还可以包括第十三晶体管M13等其他器件。
所述第二级放大器A2包括一第三电流镜以及一晶体管对。所述第三电流镜由第十四晶体管M14以及第十五晶体管M15组成，本示例实施方式中，所述第十四晶体管M14以及第十五晶体管M15可以为P沟道型晶体管，共同组成一共源共栅型电流镜。所述晶体管对由第十六晶体管M16以及第十七晶体管M17组成，本示例实施方式中，所述第十六晶体管M16以及第十七晶体管M17可以为N沟道型晶体管，所述晶体管对对所述第四节点P4的电压放大后通过所述第三电流镜输出。当然，本领域技术人员也可以根据需要变更所述第一级放大器A1以及第二级放大器A2的构成。
图11A和11B示出通过模拟得到的采用了根据本发明一实施例的技术方案的稳压器与未采用根据本发明的技术方案的稳压器之间的性能对比。
图11A示出了补偿前后的稳定时间对比。从图11A可以看出，在采用了根据本发明一实施例的补偿单元的情况下，无论是第二节点P2，还是第四节点P4，稳定时间都有有效改善。图中IDC表示负载电流。
图11B示出了补偿前后的突波对比。从图11B可以看出，在未采用根据本发明一实施例的补偿单元的情况下，正突波为1.9269-1.802＝124.9mV，负向突波为1.802-1.077＝725mV。在采用根据本发明一实施例的补偿单元的情况下，正突波为2.003-1.803＝200mV,负向突波为1.803-1.5729＝230.1mV。可见，采用根据本发明一实施例的补偿单元后，正突波略仅有增加(大约几十mV)，而负向突波则得到极大改善。虽然此模拟针对根据本发明一实施例的负向突波电路进行，然而，易于理解，本发明的技术方案对于正向突波也是适用的，这可直接将所示实施例的补偿电路利用互补式控制的电路架构重新组合即可。相对于负向突波，由于正向突波影响度并非很大，故本文未有赘述。
通过以上的详细描述，本领域的技术人员易于理解，根据本发明实施例的***和方法具有以下优点中的一个或多个。
根据本发明的一些实施例，通过采用包括第一补偿放大器、第二补偿放大器和第一可变电流源中的至少一种的补偿单元，来侦测与抑制当在第二节点发生轻重负载切换时产生的突波。
根据本发明的一些实施例，可以快速而有效地抑制负载切换引起的突波。
根据本发明的一些实施例，稳压器可以不设置外挂式电容，一方面可以降低***成本以及***设计的复杂性，另一方面可以减少低压差线性稳压器电路的整体空间占用，便于产品的小型化。
根据本发明的一些实施例，通过密勒电容补偿电路，当有负载在抽载时，可以提供足够快的反应速度，使输出电压快速地回复到稳定状况。
本领域技术人员可以理解，附图只是示例实施例的示意图，附图中的模块并不一定是实施本发明所必需，因此不能用于限制本发明保护范围。
本领域技术人员可以理解上述各模块可以按照实施例的描述分布于装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。
以上具体地示出和描述了本发明的示例性实施例。应该理解，本发明不限于所发明的实施例，相反，本发明意图涵盖包含在所附权利要求的精神和范围内的各种修改和等效布置。

Claims (12)

1.一种低压差线性稳压器，其特征在于，包括：
放大单元，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端接收基准电压，其第二输入端接收反馈电压，其输出端连接第一节点；
输出晶体管，具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接所述第一节点，其第一端连接第一电源电位，其第二端连接第二节点且提供输出电压；
反馈单元，连接所述第二节点，根据所述输出电压提供所述反馈电压；
补偿单元，包括第一补偿放大器、第二补偿放大器和第一可变电流源中的至少一种，其中：
所述第一补偿放大器具有输入端和输出端，其输入端连接所述第二节点，其输出端连接所述第一节点，所述第一补偿放大器根据所述第二节点的所述输出电压调整所述第一节点的电压；
所述第二补偿放大器具有输入端和输出端，其输入端连接所述第一节点，其输出端连接所述第二节点，所述第二补偿放大器根据所述第一节点的电压调整注入到所述第二节点的补充电流；
所述第一可变电流源连接在所述第一电源电位和所述第二节点之间，所述第一可变电流源在所述第二节点的输出电压有一向下突波时向所述第二节点注入电流。
2.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一补偿放大器包括：
第二可变电流源，连接第三节点；
第一电流镜，具有输入端和输出端，其输入端连接所述第三节点，其输出端连接所述第一节点。
3.根据权利要求2所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二可变电流源包括分别具有第一端、第二端和控制端的第一晶体管和第二晶体管，其中：
第一晶体管的第一端连接所述第一电源电位且其第二端和控制端连接所述第二晶体管的第一端；
第二晶体管的控制端连接所述第二节点且第二端连接所述第三节点。
4.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二补偿放大器包括分别具有第一端、第二端和控制端的第三晶体管和第四晶体管，其中：
第三晶体管的第一端连接所述第一电源电位，其第二端连接所述第四晶体管的第一端，且其控制端连接第二电源电位；
第四晶体管的第二端连接所述第二节点，其控制端连接所述第一节点。
5.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一可变电流源包括分别具有第一端、第二端和控制端的第五晶体管和第六晶体管，其中：
第五晶体管的第一端连接所述第一电源电位，其第二端连接所述第六晶体管的第一端，其控制端连接第二电源电位；
第六晶体管的控制端和第二端连接所述第二节点。
6.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述反馈单元包括：
第一分压电阻，具有第一端及第二端，其第一端连接所述第二节点，其第二端连接所述放大单元的第二输入端；
第二分压电阻，具有第一端及第二端，其第一端连接所述第一分压电阻的第二端，其第二端连接第二电源定位。
7.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述放大单元包括：
第一级放大器，具有第一、第二输入端及输出端，其第一输入端接收所述基准电压，其第二输入端接收所述反馈电压，其输出端连接第四节点；
第二级放大器，具有输入端及输出端，其输入端连接所述第四节点，其输出端连接所述第一节点；且
所述低压差线性稳压器还包括：
密勒电容补偿电路，连接所述第一节点、第二节点和第四节点。
8.根据权利要求7所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述密勒电容补偿电路包括：
第七晶体管，具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接所述第一节点，其第一端连接所述第一电源定位，其第二端连接第五节点；
第八晶体管，与所述第七晶体管沟道类型相反，具有控制端、第一端及第二端，其控制端连接所述第第五点，其第一端连接第二电源定位，其第二端连接所述第五节点；
第一电容，其一端连接所述第四节点，其另一端连接所述第五节点；
第二电容，其一端连接所述第一节点，其另一端连接所述第二节点。
9.根据权利要求7所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一级放大器包括跨导运算放大器。
10.据权利要求9所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一级放大器包括：
第二电流镜；以及
差动对，所述差动对对所述基准电压和反馈电压的差值进行放大并通过所述第二电流镜输出。
11.根据权利要求7所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二级放大器包括：
第三电流镜；以及
晶体管对，所述晶体管对对所述第四节点的电压放大后通过所述第三电流镜输出。
12.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述输出晶体管为PMOS管。
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