CN107517019A - 多电平逆变器混合调制策略 - Google Patents

多电平逆变器混合调制策略 Download PDF

Info

Publication number
CN107517019A
CN107517019A CN201710737197.0A CN201710737197A CN107517019A CN 107517019 A CN107517019 A CN 107517019A CN 201710737197 A CN201710737197 A CN 201710737197A CN 107517019 A CN107517019 A CN 107517019A
Authority
CN
China
Prior art keywords
level
inverter
output current
modulation
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710737197.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107517019B (zh
Inventor
汪洪亮
刘雁飞
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SMA Solar Technology AG
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US15/662,044 external-priority patent/US9973108B2/en
Application filed by Individual filed Critical Individual
Publication of CN107517019A publication Critical patent/CN107517019A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107517019B publication Critical patent/CN107517019B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明实施例提供了一种多电平逆变器混合调制策略。根据输出电压和输出电流的极性关系，把输出电压的工频(50Hz或60Hz)周期分成同向运行区域和反向运行区域。在同向运行区域，采用高阶电平调制策略产生输出电压，平衡悬浮电容电压。在反向运行区域，采用一种低阶电平调制策略或多种低阶电平调制组合的策略使悬浮电容不参与能量转换过程，或者悬浮电容在两个电平之间交替充电、放电，从而使悬浮电容纹波最小化。

Description

多电平逆变器混合调制策略
相关申请
本申请要求2016年8月24日提交的美国临时专利申请US 62/379,216、2016年8月31日提交的美国临时专利申请US 62/381,895、2016年9月16日提交的美国临时专利申请US62/395,787和2017年7月27日提交的美国正式专利申请US 15/662,044的优先权，其公开内容整体并入于此作为参考。
背景技术
多电平逆变器比如五电平逆变器，作为中高压场合下的电力变换优选方案在学术研究和工业应用中都引起高度关注。对于中功率比如输出功率50-100KW和大功率500-1000KW或更高的应用场合，多电平逆变器用于减小开关电压应力和输出滤波器大小。除此之外，和对应的三电平和两电平逆变器相比，多电平逆变器还具有改进输出电力质量，降低总谐波失真(THD)、共模电压和电磁干扰(EMI)的优点。而且，多电平逆变器采用较低额定电压的器件获得高效率，因此应用范围广，可以用于光伏发电***，风力发电***等等。
现有的典型多电平逆变器拓扑分为三种：中性点嵌位(NPC)型，悬浮电容(FC)型和串联H桥(CHB)型。混合多电平逆变器拓扑结合了中性点嵌位型和悬浮电容型逆变器的特点，具有他们两个的优点。该混合多电平逆变器拓扑的电平数量随着悬浮电容型逆变器产生的电平数量增加而增加。该混合多电平逆变器拓扑不需要加入串联二极管，通过加入悬浮电容型功率单元实现多电平，因此可以使用模块化技术。
在混合多电平逆变器拓扑中，五电平有源中性点嵌位(5L-ANPC)逆变器是一个成本与性能之间可接受的折衷方案，结合了三电平有源嵌位逆变器和三电平悬浮电容型逆变器的优点。另外，传统的五电平中性点嵌位型和悬浮电容型逆变器直流侧需要四个串联电容，但是，五电平有源中性点嵌位逆变器直流侧只需要两个电容，因此简化了直流侧电容电压平衡控制策略。五电平有源中性点嵌位逆变器成本低，体积小，控制简单，因此，越来越受到关注，且已经应用于中功率工业。
图1给出了一种典型的五电平有源中性点嵌位逆变器拓扑。注意，图1中的每相电路都采用了八个开关管。因此，三相逆变器需要二十四个开关管。图1所示的八开关五电平有源中性点嵌位逆变器拓扑对应的现有调制策略使逆变器输出端可以产生五个电平，即正0.5Vdc，正0.25Vdc，零和负0.25Vdc，负0.5Vdc。为了获得五个电平，存在八个开关状态。其中，有两个具有相同输出电压(比如正0.25Vdc或负0.25Vdc)的冗余开关状态，用于平衡悬浮电容电压。每个开关状态都提供了电流双向流动路径。
为了便于描述，定义输出相同电平的两个工作模态为冗余工作模态。有源中性点嵌位逆变器存在冗余开关状态，使得悬浮电容电压能够被控制。为了控制悬浮电容电压，多种调制策略被提出，比如基于载波的脉冲宽度调制技术(PWM)，改进的基于三角载波的PWM技术，实时THD最小化技术，以及特定谐波消除PWM技术。
图2给出了传统五电平有源中性点嵌位逆变器的现有调制策略。注意，仅仅根据需要的输出电压来选择桥臂电压VAO。不管PF＝1还是PF<1时，桥臂电压VAO不取决于输出电流。比如，图2(b)中t0～t1时间段，瞬时输出电流为负，桥臂电压VAO在零和0.25Vdc之间变化；t1～t2时间段，瞬时输出电流为正，桥臂电压VAO也是在零和0.25Vdc之间变化。这是因为t0～t2时间段内输出电压小于0.25Vdc。t4～t6时间段也存在类似的现象。Vdc为逆变器直流输入电压。
图2(a)中，功率因数为一，即PF＝1，电网电压(逆变器输出电压)和逆变器输出电流同相。图2(b)中，功率因数小于一，即PF<1，逆变器输出电流滞后电网电压。。从图2(a)和(b)可以看出，桥臂电压VAO在PF＝1和PF<1两种情况下是相同的。
电网电压正半周期，时间段t0～t2和t3～t4内，电网电压的幅值处于零和0.25Vdc(幅值)之间，桥臂电压VAO由零电平和0.25Vdc这两个电平拟合获得；时间段t2～t3内，电网电压的幅值处于0.25Vdc(幅值)和0.5Vdc(幅值)之间，桥臂电压VAO由0.25Vdc和0.5Vdc这两个电平拟合获得。
电网电压负半周期，时间段t4～t6和t7～t8内，电网电压的幅值处于零和负的0.25Vdc(幅值)之间，桥臂电压VAO由零电平和负的0.25Vdc这两个电平拟合获得；时间段t6～t7内，电网电压的幅值处于负的0.25Vdc(幅值)和负的0.5Vdc(幅值)之间，桥臂电压VAO由负的0.25Vdc和负的0.5Vdc这两个电平拟合获得。
说明，电网电压采用符号Vg表示，如图1所示。桥臂电压VAO是多电平PWM波，如图2所示，可以通过正弦脉冲宽度调制方法(SPWM)获得，也可以通过其他调制方法获得。根据面积等效原理，桥臂电压VAO与输出电压等效，输出电压与图2中的参考电压Vref几乎相同。电网电压和桥臂电压的基波成分几乎相同，这一点可以由下面的公式(3)和(4)推断出来。严格地说，电网电压和参考电压(或输出电压)之间存在一个很小的相位差，一般为5～15度，对本方案没有本质的影响。为了方便描述和分析，因此假定电网电压和参考电压(或输出电压)相同。
电网电压vg定义为：
vg＝Vg·sin(ωt) (1)
其中Vg为电网电压峰值，ω为角频率，且ω＝2πf，f为线性频率(美洲为60Hz，欧洲和亚洲为50Hz)。定义调制比为M，计算方法如下：
当参考电压为0.25Vdc时，公式(3)成立，其中θ为相位角，
当功率因数小于一，即PF<1，输出电流和输出电压之间存在相移φ。感性负载时，输出电流io：
其中Ipk为输出电流峰值。功率因数(PF)可以表示为:
图3给出了一个低成本的六开关五电平有源中性点嵌位逆变器拓扑。和图1中的传统八开关五电平有源中性点嵌位逆变器相比，六开关五电平有源中性点嵌位逆变器每相采用六个开关管，三相只需要十八个开关管。因此，采用的开关管数量少，降低了成本。
图4(a)～4(h)给出了图3所示逆变器拓扑的八个开关状态电路原理示意图。可以看出，其中四个开关状态(图4(c)～4(f))只有电流单向流动路径。也就是说，不是所有的开关状态都提供了电流双向流动路径。
采用上面描述的图2所示调制方法控制图3所示的六开关五电平有源中性点嵌位逆变器，当功率因数为一时可以产生很好的性能，但是，当功率因数小于一时，则无法平衡悬浮电容电压。即悬浮电容电压的纹波非常大，超出可以接受的正常范围，这是不希望发生的。
对于具有某个或某些开关状态只有电流单向流动路径的多电平逆变器来说，由于电流只能单向流动使得现有的多电平调制策略无法平衡悬浮电容电压或者多电平逆变器无法正常工作，因此不能采用现有的多电平调制策略。
发明内容
本发明实施例提供了一种多电平逆变器混合调制策略，以解决现有技术中多电平逆变器因电流只能单向流动使得现有的多电平调制策略无法平衡悬浮电容电压或者多电平逆变器无法正常工作，导致不能采用现有的多电平调制策略的问题。
一方面，本发明实施例提供了一种多电平逆变器的运行方法，所述多电平逆变器产生交流形式的输出电压和输出电流，所述运行方法包括：
在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述多电平逆变器的开关管实现高阶电平调制来产生桥臂电压；
在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反时，控制所述多电平逆变器的开关管实现低阶电平调制来产生桥臂电压；
所述多电平逆变器的瞬时输出电压取决于所述桥臂电压。
可选地，所述多电平逆变器具有至少一个开关状态只有电流单向流动路径。
可选地，所述多电平逆变器为中性点嵌位逆变器或有源中性点嵌位逆变器。
可选地，所述多电平逆变器为五电平逆变器，所述高阶电平调制为五电平调制；所述低阶电平调制包括三电平调制和两电平调制。
可选地，所述多电平逆变器为有源中性点嵌位逆变器；选择一种所述低阶电平调制或多种所述低阶电平调制的组合使得所述有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容不参与能量转换过程，或者，选择一种所述低阶电平调制或多种所述低阶电平调制的组合使得所述有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容在一个电平和另一个电平之间进行交替地充电和放电。
可选地，所述有源中性点嵌位逆变器为九电平有源中性点嵌位逆变器或七电平有源中性点嵌位逆变器；所述九电平有源中性点嵌位逆变器对应的高阶电平调制为九电平调制，所述九电平有源中性点嵌位逆变器对应的所述低阶电平调制包括为七电平调制、五电平调制、三电平调制和两电平调制；所述七电平有源中性点嵌位逆变器对应的高阶电平调制包括为七电平调制，所述七电平有源中性点嵌位逆变器对应的所述低阶电平调制包括为五电平调制、三电平调制和两电平调制。
可选地，所述多电平逆变器为五电平有源中性点嵌位逆变器；所述高阶电平调制为五电平调制，所述低阶电平调制包括三电平调制和两电平调制；两电平调制期间，所述五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容不参与能量转换过程；或者，三电平调制期间，所述五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容不参与能量转换过程；或者，三电平调制期间，所述五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容在一个电平和另一个电平之间进行交替地充电和放电。
可选地，所述多电平逆变器为四电平中性点嵌位逆变器；所述高阶电平调制为四电平调制；所述低阶电平调制包括两电平调制；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述四电平中性点嵌位逆变器的开关管实现四电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反时，控制所述四电平中性点嵌位逆变器的开关管实现两电平调制来产生桥臂电压。
可选地，所述多电平逆变器为五电平中性点嵌位逆变器；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述五电平中性点嵌位逆变器的开关管实现五电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反时，控制所述五电平中性点嵌位逆变器的开关管实现三电平调制或者两电平调制来产生桥臂电压。
可选地，进一步包括：
在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同且输出电流大于正输出电流阈值或小于负输出电流阈值时，控制所述多电平逆变器的开关管实现五电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反且输出电流大于正输出电流阈值或小于负输出电流阈值时，控制所述多电平逆变器的开关管实现三电平调制来产生桥臂电压；在输出电压和输出电流极性相同与输出电压和输出电流极性相反之间切换的期间且输出电流处于正输出电流阈值与负输出电流阈值之间时，控制所述多电平逆变器的开关管实现两电平调制来产生桥臂电压；所述两电平调制提供电流双向流动路径。
可选地，在一个工频周期中，所述两电平调制持续时间为3至10个开关周期。
可选地，进一步包括：
在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述多电平逆变器的开关管实现五电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反且输出电流大于正输出电流阈值或小于负输出电流阈值时，控制所述多电平逆变器的开关管实现三电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，在输出电压和输出电流极性相反且输出电流处于正输出电流阈值和零之间或处于负输出电流阈值和零之间时，控制所述多电平逆变器的开关管实现两电平调制来产生桥臂电压；所述两电平调制提供电流双向流动路径。
可选地，进一步包括：当输出电流过零点时，控制所述多电平逆变器的开关管以关闭正在运行的开关状态，在预定的延时后，开通下一个开关状态；在预定的延时期间，产生正二电平和/或负二电平。
可选地，所述预定的延时为5至10微秒。
另一方面，本发明实施例提供了一种三相多电平逆变器的运行方法，根据第一方面所述的运行方法控制所述三相多电平逆变器每相的开关管。
可选地，所述三相多电平逆变器包括三个中性点嵌位逆变器或三个有源中性点嵌位逆变器。
附图说明
为了更全面地理解本发明的技术方案，对后面的实施例或现有技术描述中所需要使用的附图进行介绍如下。通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征信息和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行的任何限制。
图1为传统八开关五电平有源中性点嵌位逆变器拓扑的电路原理示意图。
图2(a)和2(b)分别为PF＝1和PF<1时，图1所示传统五电平ANPC逆变器的调制策略原理示意图。
图3为传统六开关五电平有源中性点嵌位逆变器拓扑的电路原理示意图。
图4(a)～4(h)为图3所示逆变器拓扑的八个开关状态。
图5(a)～5(c)分别为图3所示逆变器拓扑的3种运行模式的等效电路图。
图6为本发明实施例提供的PF＝1时图3所示逆变器拓扑的五电平逆变器调制策略原理示意图。
图7为本发明实施例提供的图3所示逆变器拓扑在φ<θ时的调制模式#1原理示意图。
图8为本发明实施例提供的图3所示逆变器拓扑在φ<θ时的调制模式#2原理示意图。
图9为本发明实施例提供的图3所示逆变器拓扑在φ<θ时的调制模式#3原理示意图。
图10为本发明实施例提供的图3所示逆变器拓扑在φ>θ时的调制模式#1原理示意图。
图11为本发明实施例提供的图3所示逆变器拓扑在φ>θ时的调制模式#2原理示意图。
图12为本发明实施例提供的图3所示逆变器拓扑在φ>θ时的调制模式#3原理示意图。
图13为传统三相六开关五电平有源中性点嵌位逆变器拓扑的电路原理示意图。
图14为五电平逆变器的传统SVPWM调制策略原理示意图。
图15(a)为传统五电平NPC逆变器拓扑电路原理示意图。
图15(b)为简化的传统五电平NPC逆变器拓扑电路原理示意图。
图16(a)为本发明实施例提供的图15(b)所示电路在PF＝1时的混合调制策略原理示意图。
图16(b)和16(c)为本发明实施例提供的图15(b)所示电路在PF<1时的混合调制策略原理示意图。
图17为带有DC-DC变换器的传统五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图18为简化的带有DC-DC变换器的传统五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图19(a)～19(e)为图18所示逆变器拓扑的五种开关状态对应的电路原理示意图。
图20(a)和20(b)分别为图18所示逆变器电路的三电平等效电路和两电平等效电路。
图21为另一种五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图22为图21所示逆变器拓扑的简化电路原理示意图。
图23为另一种五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图24为图23所示逆变器拓扑的简化电路原理示意图。
图25为另一种五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图26为图25所示逆变器拓扑的简化电路原理示意图。
图27为另一种五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图28为图27所示逆变器拓扑的简化电路原理示意图。
图29为另一种五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图30为图29所示逆变器拓扑的简化电路原理示意图。
图31为一种四电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图32为图31所示逆变器拓扑的简化电路原理示意图。
图33为一种三相五电平NPC逆变器拓扑的电路原理示意图。
图34为本发明实施例提供的应用于ANPC逆变器的第一种改进混合调制策略原理示意图。
图35为本发明实施例提供的应用于ANPC逆变器的第二种改进混合调制策略原理示意图。
图36为本发明实施例提供的应用于NPC逆变器的第一种改进混合调制策略原理示意图。
图37为本发明实施例提供的应用于NPC逆变器的第二种改进混合调制策略原理示意图。
具体实施例方式
如果逆变器的输出电流和输出电压同相，则它们的极性总是相同(同时为正或同时为负)，这时逆变器只提供有功功率。此时，功率因数为一，即PF＝1。图6的上面部分给出了逆变器一相的输出电流和输出电压波形图。如图6中，Z1区域，逆变器的输出电流和输出电压同时为正，Z2区域，输出电流和输出电压同时为负。
如果功率因数小于一，即PF<1，逆变器的输出电流和输出电压不同相，则它们的极性至少在一个工频周期的一部分时间段内不相同，即输出电流为正，输出电压为负，或者输出电流为负，输出电压为正；输出电流和输出电压的极性在一个工频周期的其余时间段内相同，即输出电流、电压同时为正，或者同时为负。图7的上面部分给出了输出电流滞后输出电压φ度的情况。如图7中，Z1区域，逆变器的输出电流和输出电压同时为正；Z2区域，输出电流和输出电压同时为负；Z3区域，输出电流为负，输出电压为正；Z4区域，输出电流为正，输出电压为负。可以看出，Z3和Z4区域，输出电流和输出电压极性相反。
为了便于描述，定义几个工作状态：
同向运行：逆变器的输出电流和输出电压极性相同，即输出电压、电流同时为正或者同时为负。
反向运行：逆变器的输出电流和输出电压极性相反，即输出电流为正，输出电压为负，或者输出电流为负，输出电压为正。
注意，两电平逆变器输出两个电平，比如正、负0.5Vdc。两个电平差为正的Vdc或负的Vdc。换句话说，两个相邻电平的差为正的Vdc或负的Vdc。其中，Vdc是逆变器直流输入电压。
三电平逆变器输出三个电平：正0.5Vdc，零和负0.5Vdc，则两个相邻电平的差为正的0.5Vdc或负的0.5Vdc。五电平逆变器输出五个电平：正0.5Vdc，正0.25Vdc，零和负0.25Vdc，负0.5Vdc，则两个相邻电平的差为正的0.25Vdc或负的0.25Vdc。
为了使描述更清楚，避免任何可能的理解不当，下面针对两电平调制、三电平调制和五电平调制给出他们的定义：
两电平调制：特定时间段内，逆变器输出的两个相邻电平的差为正的Vdc或负的Vdc。其中，Vdc为逆变器直流输入电压。比如，逆变器输出电压(桥臂电压VAO)在正负0.5Vdc两个电平中交替变化。
三电平调制：特定时间段内，逆变器输出的两个相邻电平的差为正的0.5Vdc或负的0.5Vdc。比如，逆变器输出电压可以在正的0.5Vdc和零电平，或者负的0.5Vdc和零电平，或者正的0.25Vdc和负的0.25Vdc等等两个电平中交替变化。也就是说，采用三电平调制期间，逆变器不一定输出三个电平，可以只输出两个电平，但这两个电平的差为正的0.5Vdc或负的0.5Vdc。
五电平调制：特定时间段内，逆变器输出的两个相邻电平的差为正的0.25Vdc或负的0.25Vdc。比如，逆变器输出电压可以在正的0.25Vdc和零电平，或者负的0.25Vdc和零电平，或者正的0.5Vdc和0.25Vdc，或者负的0.5Vdc和负的0.25Vdc等等两个电平中交替变化。也就是说，采用五电平调制期间，逆变器不一定输出五个电平，可以只输出三个或两个电平，但输出的两个相邻电平的差为正的0.25Vdc或负的0.25Vdc。
注意，上面提到的特定时间段可以指一个完整的周期，比如欧洲和亚洲的一个周期为20毫秒，美洲为16.7毫秒，还可以指一个周期的一部分，比如图10中的时间段t0～t2，t4～t6。
本发明提供的混合调制策略可用于任何多电平逆变器，尤其适用于具有至少一个开关状态只有电流单向流动路径的多电平逆变器。
以图3所示的六开关五电平有源中性点嵌位逆变器为例进行说明。采用所述混合调制策略，可以实现六开关五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容纹波电压与图1所示八开关五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容纹波电压一样小。可以看出，六开关五电平有源中性点嵌位逆变器有八个开关状态，产生五个电平，如表1所示。表1中，数字“1”表示开关管导通，数字“0”表示开关管关断。“io”用于表示输出电流。图4给出了八个开关状态对应的电路图(A～H)和电流流通路径。
表1六开关五电平有源中性点嵌位逆变器的开关状态、输出电平和悬浮电容的工作状态
状态A：开关管T1和T2导通，其余开关管关断，如图4(a)所示。图4(a)中，实线电路部分表示电流流通路径。此时，提供了电流双向流动路径，悬浮电容Cs不参与电流流通。桥臂电压VAO为0.5Vdc，或称作正二电平。
状态B：开关管T1和T3导通，其余开关管关断，如图4(b)所示。图4(b)中，实线电路部分表示电流流通路径。此时，提供了电流双向流动路径。如果输出电流为正(电流由左向右)，悬浮电容Cs充电；如果输出电流为负，悬浮电容Cs放电。桥臂电压VAO为0.25Vdc，或称作正一电平。
状态C：开关管T2和T6导通，其余开关管关断，如图4(c)所示。图4(c)中，电流从O点出发，流经DF2、T6、Cs和T2，最后流到A点。由于二极管DF2单向导通，因此电流单向流动。输出电流为正，悬浮电容Cs放电。桥臂电压VAO为0.25Vdc，或称作正一电平。
状态D：开关管T6导通，其余开关管关断，如图4(d)所示。图4(d)中，电流从O点出发，流经DF2、T6和D3，最后流到A点。输出电流为正，悬浮电容Cs不参与电流流通。桥臂电压VAO为零，或称作零电平。
参照附图4(e),(f),(g)和(h)以及上述四个工作状态的分析，不难分析、理解后面的四个工作状态E,F,G,H，不再赘述。
从表1可以看出，存在三对冗余开关状态：状态B和C，输出正一电平；状态D和E，输出零电平；状态F和G，输出负一电平。虽然冗余工作模态产生的电平相同，但是由于它们的悬浮电容Cs电流方向不同，因此它们对悬浮电容Cs电压的影响是相反的。所以，控制悬浮电容Cs电压为恒定的0.25Vdc是可以实现的。如何选择冗余开关状态取决于输出电流io的符号和悬浮电容电压与它的参考电压之间的偏差的符号。
结合图4和表1以及上面的分析可以看出，八个开关状态中有四个开关状态(C,D,E,和F)对应的电流流通路径中含有单向导通二极管使得只有电流单向流动路径。因此，当输出电压和输出电流的极性相反(PF<1)时，电流单向流动导致悬浮电容纹波电压增大以及这四个开关状态的选择受到限制。所以，当功率因数小于一时，合理地选择开关状态非常重要。本发明提供的六开关五电平有源中性点嵌位逆变器的混合调制策略用于解决这个问题。
根据输出电压和输出电流的极性关系，把输出电压的工频(50Hz或60Hz)周期分成四个运行区域。Z1和Z2区域，逆变器的输出电流和输出电压极性相同，称作同向运行区域；Z3和Z4区域，输出电流和输出电压极性相反，称作反向运行区域。
如上述，两个冗余开关状态B和C都输出正一电平0.25Vdc。当输出电流为正时，即同向运行时，状态B下悬浮电容充电，状态C下悬浮电容放电。此时，交替选择状态B和C使悬浮电容电压平衡。当输出电流为负时，即反向运行时，由于单向导通二极管DF2的存在使状态C不工作，状态B工作且悬浮电容放电。因此，输出电流为负时悬浮电容只能放电，它的电压下降。
类似地，两个冗余开关状态F和G都输出负一电平，即负的0.25Vdc。当输出电流为负时，即同向运行时，状态G下悬浮电容充电，状态F下悬浮电容放电。此时，交替选择状态F和G使悬浮电容电压平衡。当输出电流为正时，即反向运行时，状态F不工作，状态G工作且悬浮电容放电。因此，输出电流为正时悬浮电容只能放电，它的电压下降。
换句话说，采用传统的五电平调制策略，悬浮电容电压在同向运行区域(Z1和Z2)可以自动平衡；在反向运行区域(Z3和Z4)，悬浮电容电压不能平衡。
因此，提出一种混合调制策略来解决上述问题。混合调制策略的基本思想如下：
(1)在同向运行区域，采用五电平调制产生输出电压，平衡悬浮电容电压。
(2)在反向运行区域，采用非五电平调制使悬浮电容不参与能量转换过程，或者使悬浮电容交替工作在能够平衡悬浮电容电压的两个工作状态，从而使悬浮电容纹波最小化。实际应用中，对于后者优选电压应力相当的开关状态来提高电路性能。
下面给出几个例子。
模式#1：当电网电压Vg为正且输出电流为负时，利用图4(a)所示的状态A，正二电平和图4(e)所示的状态E，零电平来拟合桥臂电压VAO。当电网电压Vg为负时，利用图4(d)所示的状态D，零电平和图4(h)所示的状态H，负二电平来拟合桥臂电压VAO。在模式#1下，悬浮电容从电路中断开，从而不参与能量转换，因此悬浮电容电压不变。根据前面的定义，模式#1为三电平调制。模式#1在逆变器反向运行时的等效电路如图5(a)所示。图5(a)中，悬浮电容和运行电路部分(实线部分)断开，采用虚线表示。
模式#2：利用图4(b)所示的状态B，正一电平和图4(g)所示的状态G，负一电平来拟合桥臂电压VAO。在模式#2下，悬浮电容的纹波电压较小，因为悬浮电容在所述两个状态中的一个状态充电，则在另一个状态放电。当输出电流为正时，悬浮电容在状态B充电，状态G放电；当输出电流为负时，悬浮电容在状态G充电，状态B放电。选择正一电平和负一电平的宽度使得逆变器在一个周期内能够生成一个和参考电压一样的输出电压。根据前面的定义，模式#2为三电平调制。模式#2在逆变器反向运行时的等效电路如图5(b)所示。图5(b)中，T5,T6,DF1和DF2都和运行电路部分(实线部分)断开，采用虚线表示。
模式#3：利用图4(a)所示的状态A，正二电平和图4(h)所示的状态H，负二电平来拟合桥臂电压VAO。在模式#3下，悬浮电容从电路中断开，从而不参与能量转换，因此悬浮电容电压不变。选择正二电平和负二电平的宽度使得逆变器在一个周期内能够生成一个和参考电压一样的输出电压。根据前面的定义，模式#3为两电平调制。模式#3在逆变器反向运行时的等效电路如图5(c)所示。图5(c)中，Cs,T5,T6,DF1以及DF2都和运行电路部分(实线部分)断开，采用虚线表示。
注意，上面描述的模式#1至#3主要应用于逆变器反向运行时，即逆变器的输出电压和输出电流反向时。在上述三个模式下，悬浮电容从电路中断开使其电压不变或者悬浮电容在两个状态中的一个状态充电而在另一个状态放电使其纹波电压非常小。
图6给出本发明实施例提供的PF＝1时图3所示逆变器拓扑的五电平逆变器调制策略原理示意图。如图6所示，当逆变器功率因数为一时，即PF＝1，电网电压和逆变器输出电流在整个周期都极性相同，即逆变器同向运行。因此，不存在反向运行。桥臂电压为五电平波形。
如图6所示，在电网电压正半周期，时间段t0～t2和t3～t4内，输出电流为正，电网电压处于零和0.25Vdc(幅值)之间，桥臂电压VAO处于零电平和0.25Vdc(电平)这两个电平之间。此时，逆变器以状态B、D、C、D的顺序循环工作。时间段t2～t3内，电网电压处于0.25Vdc和0.5Vdc之间，桥臂电压VAO处于0.25Vdc和0.5Vdc这两个电平之间。此时，逆变器以状态A、B、A、C的顺序循环工作。
类似地，在电网电压负半周期，时间段t4～t6和t7～t8内，输出电流为负，电网电压处于零和负的0.25Vdc(幅值)之间，桥臂电压VAO处于零电平和负的0.25Vdc这两个电平之间。此时，逆变器以状态F、E、G、E的顺序循环工作。时间段t6～t7内，电网电压处于负的0.25Vdc和负的0.5Vdc之间，桥臂电压VAO处于负的0.25Vdc和负的0.5Vdc这两个电平之间。此时，逆变器以状态H、G、H、F的顺序循环工作。
图7至图9给出本发明实施例提供的图3所示逆变器拓扑在φ<θ时分别采用调制模式#1至#3的原理示意图。当逆变器功率因数小于一时，即PF<1，假定逆变器输出电流滞后输出电压φ度。如图7至图9所示，此时逆变器在时间段t1～t4和t5～t8内同向运行，在时间段t0～t1和t4～t5内反向运行。具体的调制策略描述如下：
当逆变器同向运行时，即逆变器输出电压和输出电流极性相同时，采用五电平调制来生成桥臂电压VAO。
当逆变器反向运行时，即逆变器输出电压和输出电流极性相反时，采用两电平或三电平调制来生成桥臂电压VAO。选择两电平或三电平调制的依据是使得悬浮电容不参与能量转换过程或者悬浮电容交替工作在一对开关状态下使其电压能够平衡。
当逆变器反向运行且选择模式#1时，具体的混合调制策略：逆变器同向运行时，采用五电平调制来生成桥臂电压VAO；当逆变器反向运行时，采用三电平调制来生成桥臂电压VAO。此时悬浮电容不参与能量转换。
当逆变器反向运行且选择模式#2时，具体的混合调制策略：逆变器同向运行时，采用五电平调制来生成桥臂电压VAO；当逆变器反向运行时，采用三电平调制来生成桥臂电压VAO。此时悬浮电容交替工作在两个工作模态，一个模态充电而另一个模态放电，使得悬浮电容电压纹波很小。
当逆变器反向运行且选择模式#3时，具体的混合调制策略：逆变器同向运行时，采用五电平调制来生成桥臂电压VAO；当逆变器反向运行时，采用两电平调制来生成桥臂电压VAO。此时悬浮电容不参与能量转换。
综上所述，上面提供了几个应用于带有悬浮电容的五电平逆变器的混合调制策略的实施例。当然，参考本方案还可以在不付出创造性劳动的前提下获得一些其他的实施例。本方案提出的混合调制策略还可以延伸应用于其他多电平逆变器，比如七电平逆变器，九电平逆变器，等等。对于其他多电平逆变器，给出几个术语的定义。
高阶电平：多电平逆变器的最高电平，比如，七电平逆变器的高阶电平是七电平，九电平逆变器的高阶电平是九电平。
低阶电平：多电平逆变器的除了最高电平之外的其他电平，比如，七电平逆变器的低阶电平是五电平，或三电平，或两电平，九电平逆变器的低阶电平是七电平，或五电平，或三电平，或两电平。
应用于通用多电平逆变器的混合调制策略：
当逆变器同向运行时，即逆变器输出电压和输出电流极性相同时，采用高阶电平调制来生成桥臂电压VAO。当逆变器反向运行时，即逆变器输出电压和输出电流极性相反时，采用低阶电平调制来生成桥臂电压VAO。选择具体低阶电平调制的依据是低阶电平调制期间，悬浮电容不参与能量转换过程或者悬浮电容交替工作在两个工作模态，一个模态充电而另一个模态放电，使其电压能够平衡。
比如，七电平逆变器，同向运行时，采用高阶电平调制即七电平调制来生成桥臂电压VAO；反向运行时，采用低阶电平调制，比如五电平调制，或三电平调制，或两电平调制来生成桥臂电压VAO。对于低阶电平调制期间，悬浮电容从电路中断开从而不参与能量转换，或者悬浮电容在两个不同的工作模态之间交替充电、放电使其电压平衡。
下面以五电平逆变器的混合调制方法为例来具体解释说明本发明的混合调制策略。
例子#1：功率因数小于1，输出电流滞后输出电压φ度，且φ<θ，采用模式#1。
图7给出例子#1的波形图。注意，φ<θ，在输出电流的过零点t1，此时电网电压小于0.25Vdc。
当逆变器同向运行时，比如时间段t1～t4和t5～t8内，采用高阶电平即五电平调制。
当逆变器反向运行时，采用模式#1调制。时间段t0～t1内，输出电压为正，输出电流为负，运行在Z3区域，逆变器交替工作在状态A和E，桥臂电压由正二电平(0.5Vdc)和零电平拟合。时间段t4～t5内，输出电压为负，输出电流为正，运行在Z4区域，逆变器交替工作在状态D和H，桥臂电压由零电平和负二电平(负的0.5Vdc)拟合。这两种情况下，悬浮电容从电路中断开，不参与能量转换，两个相邻电平的电压差为0.5Vdc，属于悬浮电容从电路中断开情况下的三电平调制。
例子#2：功率因数小于1，输出电流滞后输出电压φ度，且φ<θ，采用模式#2。
图8给出例子#2的波形图。当逆变器同向运行时，比如时间段t1～t4和t5～t8内，采用高阶电平即五电平调制。
当逆变器反向运行时，采用模式#2调制。
时间段t0～t1内，输出电压为正，输出电流为负，运行在Z3区域，逆变器交替工作在状态B和G，桥臂电压由正一电平(0.25Vdc)和负一电平(负的0.25Vdc)拟合。此时，悬浮电容在状态B放电，状态G充电。
时间段t4～t5内，输出电压为负，输出电流为正，运行在Z4区域，逆变器交替工作在状态B和G。此时，悬浮电容在状态B充电，状态G放电。状态B、G的脉冲宽度决定正或负的输出电压平均值。两个相邻电平的电压差为0.5Vdc，这种调制属于三电平调制。
例子#3：功率因数小于1，输出电流滞后输出电压φ度，且φ<θ，采用模式#3。
图9给出例子#3的波形图。当逆变器同向运行时，比如时间段t1～t4和t5～t8内，采用高阶电平即五电平调制。
当逆变器反向运行时，采用模式#3调制。
时间段t0～t1内，输出电压为正，输出电流为负，运行在Z3区域，逆变器交替工作在状态A和H。此时，悬浮电容从电路中断开，不参与能量转换。状态A和H的脉冲宽度决定正或负的输出电压平均值。两个相邻电平的电压差为Vdc，这种调制属于两电平调制。
例子#4：功率因数小于1，输出电流滞后输出电压φ度，且φ>θ，采用模式#1。
注意，φ>θ，在输出电流的过零点t2，此时电网电压大于0.25Vdc。
图10给出例子#4的波形图。当逆变器同向运行时，比如时间段t2～t4和t6～t8内，采用高阶电平即五电平调制。
当逆变器反向运行时，采用模式#1调制。
时间段t0～t2内，输出电压为正，输出电流为负，运行在Z3区域，逆变器交替工作在状态A和E，桥臂电压由正二电平(0.5Vdc)和零电平拟合。时间段t4～t6内，输出电压为负，输出电流为正，运行在Z4区域，逆变器交替工作在状态D和H，桥臂电压由零电平和负二电平(负的0.5Vdc)拟合。这两种情况下，悬浮电容从电路中断开，不参与能量转换，两个相邻电平的电压差为0.5Vdc，因此这种调制属于悬浮电容从电路中断开情况下的三电平调制。
例子#5：功率因数小于1，输出电流滞后输出电压φ度，且φ>θ，采用模式#1和模式#2。
图11给出例子#5的波形图。当逆变器同向运行时，比如时间段t2～t4和t6～t8内，采用高阶电平即五电平调制。
当逆变器反向运行时，采用模式#1和模式#2调制。
时间段t0～t1内，输出电压为正，输出电流为负，运行在Z3区域，逆变器交替工作在状态B和G，桥臂电压由正一电平(0.25Vdc)和负一电平(负的0.25Vdc)拟合。此时，悬浮电容在状态B放电，状态G充电。选择状态B和G的脉冲宽度使得产生正的输出电压。这种调制属于悬浮电容交替在一个状态充电而在另一个状态放电情况下的三电平调制。
时间段t1～t2内，输出电压为正，输出电流为负，运行在Z3区域，逆变器交替工作在状态A和E，桥臂电压由正二电平(0.5Vdc)和零电平拟合。这种情况下，悬浮电容从电路中断开，不参与能量转换，属于悬浮电容从电路中断开情况下的三电平调制。
时间段t4～t5内，输出电压为负，输出电流为正，运行在Z4区域，逆变器交替工作在状态B和G。此时，悬浮电容在状态B充电，状态G放电。选择状态B和G的脉冲宽度使得产生负的输出电压。这种调制属于悬浮电容交替在一个状态充电而在另一个状态放电情况下的三电平调制。
时间段t5～t6内，输出电压为负，输出电流为正，运行在Z4区域，逆变器交替工作在状态D和H，桥臂电压由零电平和负二电平(0.5Vdc)拟合。这种情况下，悬浮电容从电路中断开，不参与能量转换，属于悬浮电容从电路中断开情况下的三电平调制。
例子#6：功率因数小于1，输出电流滞后输出电压φ度，且φ>θ，采用模式#3。
图12给出例子#6的波形图。当逆变器同向运行时，比如时间段t2～t4和t6～t8内，采用高阶电平即五电平调制。
当逆变器反向运行时，采用模式#3调制。
时间段t0～t2内，输出电压为正，输出电流为负，运行在Z3区域，逆变器交替工作在状态A和H，桥臂电压由正二电平(0.5Vdc)和负二电平(负的0.5Vdc)拟合。此时，悬浮电容从电路中断开，不参与能量转换。状态A和H的脉冲宽度决定输出电压的正负平均值。这种调制属于悬浮电容从电路中断开情况下的两电平调制。
注意，例子#4,#5和#6包含了φ＝90°时的情况。也就是说，本方案提出的混合调制策略适用于纯感性负载，且悬浮电容纹波电压非常小，可以实现与八开关逆变器的悬浮电容纹波电压一样大小。
上面的例子包含了混合调制策略应用于单相多电平逆变器带有感性负载时的运行情况。类似地，参考上面的分析，不需要付出创造性劳动就可以得到单相多电平逆变器带有容性负载时的混合调制策略。此处不再赘述。
上面给出了混合调制策略应用于单相多电平逆变器的多种运行模式。本发明提出的混合调制策略还可以应用于三相多电平逆变器。以图13所示的三相六开关五电平有源中性点嵌位逆变器为例进行说明。
对于三相多电平逆变器，通常采用正弦脉冲宽度调制(SPWM)或空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)。三相***通常采用Y型连接方式。三相***，可能无法检测相电压，只能检测线电压。因为相电压和线电压的相位差为三十度，因此可以根据线电压得到相电压的极性信息。线电流等于相电流，且可以直接检测。
应用于三相多电平逆变器时，基于正弦脉冲宽度调制(SPWM)的混合调制策略概括如下：
(1)三相中的每相都单独控制。
(2)对于每相，相电压和相电流极性相同时，该相采用高阶电平调制；相电压和相电流极性相反时，该相采用低阶电平调制。
(3)当零序电压加入正弦参考电压来提高电压利用率时，上述混合调制策略不变。
如图13所示，三相六开关五电平有源中性点嵌位逆变器直流侧有两个电容，每相都有一个悬浮电容Cs。每个悬浮电容的电压可以自动平衡。应用于五电平有源中性点嵌位逆变器的空间矢量脉冲宽度调制策略采用了125个空间矢量，如图14所示。
空间矢量脉冲宽度调制策略是一种数字调制技术，用于产生PWM负载线性电压，仅适用于三相***。具体的说，逆变器由125个空间矢量驱动，计算每个空间矢量的工作时间，选择合适的空间矢量。
基于空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)的混合调制策略需要计算三相电流矢量来确定逆变器是同向运行还是反向运行。同向运行时，采用传统的空间矢量脉冲宽度调制。反向运行时，由于一些矢量引起较大的悬浮电容电压纹波，应该避免采用这些矢量。
反向运行时，在遵循通用空间矢量脉冲宽度调制规则的基础上，应选择特定的矢量使得悬浮电容从电路中断开或者悬浮电容在选中的矢量之间交替充电、放电，从而使其纹波电压最小化。
当使用其他三相多电平逆变器时，比如七电平逆变器，九电平逆变器，本方案提出的基于正弦脉冲宽度调制(SPWM)或者基于空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)的混合调制策略都同样适用。
综上所述，以多电平有源中性点嵌位型逆变器(ANPC)拓扑为例，详细说明了混合调制策略的实现方法和优点。实际应用中，提出的混合调制策略还可以用于减少多电平中性点嵌位型逆变器(NPC)的开关数量，提高其性能。下面给出混合调制策略具体的实现方法和在多电平中性点嵌位型逆变器中的应用分析。混合调制策略适用于功率因数小于或等于一时的多电平中性点嵌位型逆变器。
图15(a)给出了五电平中性点嵌位逆变器的电路原理图。直流侧的四个电容C1～C4生成五个电平。下面以单相五电平中性点嵌位逆变器为例说明混合调制策略的实施方法。为了便于理解和描述，假定实际应用中，三相逆变器电路由三个单相逆变器电路并联连接形成，所述三个单相逆变器电路共用直流侧电路，比如直流电源，DC/DC变换器，直流电容。注意，需要直流电容电压平衡电路，使得直流电容电压等于期望值。图15(a)中没有画出直流电容电压平衡电路。
图15(a)中，四个电容C1～C4串联连接。采用M1表示电容C1与C2之间的公共点电平，M2表示电容C3与C4之间的公共点电平。如图15(a)所示，电容C2与C3之间的公共点采用字母O表示，同时表示零电平点。逆变器的输出点采用字母A表示。桥臂电压VAO指逆变器的输出电压。产生的五个离散电平表示为:(Vc1+Vc2),Vc2,0,-Vc3和(-Vc3-Vc4)。
一般情况下,Vc2＝Vc3＝Vx,Vc1＝Vc4＝Vy。为了获得对称桥臂电压，令Vx+Vy＝0.5Vdc。特例情况，四个直流电容的电压都相同，即Vc1＝Vc2＝Vc3＝Vc4＝0.25Vdc。其中，Vdc表示逆变器直流输入电压。
混合调制策略下，单向电流从M1点流向A，然后流到M2点。因此，图15(a)所示的五电平嵌位逆变器可以简化，简化后如图15(b)所示。和图15(a)相比，图15(b)所示电路节省了一对开关管，降低了成本。但是，由于图15(b)所示逆变器中的二极管D7和D8只能单向单通，导致逆变器反向运行时无法采用传统的五电平调制策略。
图16给出了图15(b)所示的五电平中性点嵌位逆变器采用混合调制策略时的桥臂电压波形图。图16(a)给出了功率因数为一时的波形图。此时，逆变器同向运行，可以采用本发明提供的混合调制策略即五电平调制，也可以采用传统五电平调制策略。
图16(b)和(c)给出了功率因数小于一时的混合调制策略的两个例子。假定，输出电流滞后电网电压φ度。如图16(b)所示，逆变器同向运行时，采用五电平调制，桥臂电压VAO由五个离散电平组成：(Vx+Vy),Vx,0,-Vx和(–Vx-Vy)；逆变器反向运行时，即时间段t0～t1和t4～t5，采用三电平调制策略，即相邻电平的差为(Vx+Vy)。时间段t0～t1，采用正电平(Vx+Vy)和零电平；时间段t4～t5，采用负电平(-Vx-Vy)和零电平。
如图16(c)所示，逆变器同向运行时，采用五电平调制；逆变器反向运行时，即时间段t0～t1和t4～t5，采用两电平调制策略(即相邻电平的差为2(Vx+Vy))，采用正电平(Vx+Vy)和负电平(-Vx-Vy)。
适用于各种类型的所有五电平逆变器的混合调制策略概括如下：逆变器同向运行时，采用五电平调制；逆变器反向运行时，采用两电平或三电平调制。
适用于通用多电平逆变器的混合调制策略概括如下：逆变器同向运行时，采用高阶电平调制；逆变器反向运行时，采用低阶电平调制。
从一些关于桥臂电压的波形图可以看出，比如图7～12，图16，混合调制策略的一个重要特征是在一个完整的工频周期内(频率为50Hz或60Hz)，既有高阶电平调制又有低阶电平调制。换句话说，一个完整的工频周期中的一部分时间段采用高阶电平调制，而其余时间段则采用低阶电平调制。比如，对四电平逆变器来说，一个工频周期内的一部分时间段采用四电平调制，其余时间段采用两电平调制。这与传统的多电平调制策略是不同的。
光伏逆变器***广泛采用多电平逆变器。图17给出了图15(a)所示逆变器拓扑在光伏发电***中的应用示意图。输入电压Vdc等于光伏阵列PV的输出电压与Vc1和Vc4的电压和，即Vdc＝VPV+Vc1+Vc4。换句话说，P点和N点之间的电压为Vdc，即VPN＝Vdc。如图17所示，光伏阵列输出电压通过两个DC-DC变换器使得直流电容电压平衡。注意，图中只给出了一相的逆变器电路。实际应用中，往往采用三个单相逆变器电路并联连接形成三相电路。图中的开关管T7和T8可以采用二极管代替。因此，图17所示电路可以简化成图18所示电路。可以看到，图18所示逆变器电路有五个开关状态，这五个开关状态产生五个电平，如表2所示。表2中，数字1表示开关管导通，数字0表示开关管关断。输出电流采用io表示。图19给出了五个开关状态A～E对应的电路图及其相关的电流流通路径。其中，实线电路部分表示电流流通路径。
表2开关状态、输出电压和电流
状态A：开关管T1和T2导通，其余开关管关断，如图19(a)所示。此时，提供了电流双向流动路径。桥臂电压VAO为(Vx+Vy)，或称作正二电平。
状态B：开关管T2和T5导通，其余开关管关断，如图19(b)所示。此时，由于二极管D7单向导通，所以电流单向流动，只能从M1流向A点，即只有正向电流流动。桥臂电压VAO为Vx，或称作正一电平。
状态C：开关管T2和T3导通，其余开关管关断，如图19(c)所示。此时，提供了电流双向流动路径。图19(c)中，电流从O点流出，流经DF1和T2以及A点，最后流到输出端，或者，电流从A点流出，流经DF2和T3，流到O点。桥臂电压VAO为零，或称作零电平。
状态D：开关管T3和T6导通，其余开关管关断，如图19(d)所示。此时，由于二极管D8单向导通，所以电流单向流动，即只有负向电流流动。桥臂电压VAO为-Vx，或称作负一电平。
状态E：开关管T3和T4导通，其余开关管关断，如图19(e)所示。此时，提供了电流双向流动路径。桥臂电压VAO为(-Vx-Vy)，或称作负二电平。
从上面的分析可以看出，开关状态B和D，由于二极管单向导通导致电流只能单向流动。因此，这两个开关状态的选择受到限制。选择合适的开关状态及其组合使得电流能够正向和负向流动。图16所示的混合调制策略也适用于图18所示逆变器。
图18所示逆变器电路，当功率因数为一时，逆变器同向运行。因此，采用五电平调制，波形如图16(a)所示。因为是同向运行，所以当输出电压为正时，逆变器可以交替工作在开关状态A(正二电平)、B(正一电平)和状态C(零电平)；当输出电压为负时，逆变器可以交替工作在开关状态E(负二电平)、D(负一电平)和状态C(零电平)。
当功率因数小于一，即PF<1时，图16(b)给出了调整波形图。时间段t1～t4和t5～t8内，逆变器同向运行，采用五电平调制。时间段t0～t1和t4～t5内，逆变器反向运行。时间段t0～t1，输出电压为正，逆变器需要工作在状态A或B，但是输出电流为负，则逆变器只能工作在状态A，因为状态B只有正向电流流动。因此，时间段t0～t1内采用状态A(正二电平)和状态C(零电平)来拟合输出电压。类似地，时间段t4～t5，输出电压为负，输出电流为正，采用状态E(负二电平)和状态C(零电平)来拟合输出电压。不选择状态D，因为它只有负向电流。因此，反向运行时采用三电平调制。
注意，功率因数小于一(PF<1)时，图18所示电路反向运行时，即时间段t0～t1和t4～t5内也可以采用两电平调制，波形如图16(c)。时间段t1～t4和t5～t8内，逆变器同向运行，仍采用五电平调制；时间段t0～t1和t4～t5内，逆变器反向运行，采用两电平调制，即采用状态A(正二电平)和状态E(负二电平)来拟合输出电压。选择状态A和状态E使得桥臂电压经过滤波器后与参考电压相同。
图20(a)给出了图18所示电路采用三电平调制时的等效电路。注意，为了便于画图，光伏阵列和两个DC-DC变换器采用一个直流电压源代替。图中的虚线部分电路包括(T5,T6,D7和D8)，表示运行时从电路中断开。
图20(b)给出了图18所示电路采用两电平调制时的等效电路。图中的虚线部分电路包括(T5,T6,D7,D8,DF1和DF2)，表示运行时从电路中断开。
应用于五电平中性点嵌位逆变器的混合调制策略概括如下：
(1)逆变器同向运行时，采用五电平调制。
(2)逆变器反向运行时，采用两电平或三电平调制。
采用本方案提出的混合调制策略时，可以减少中性点嵌位型五电平逆变器拓扑采用的开关管数量，降低成本，同时，逆变器仍然可以工作在任何功率因数条件下。下面给出一些例子。
图21给出了另外一种五电平中性点嵌位逆变器，含有八个开关管和八个二极管。如果采用混合调制策略，图21所示逆变器可以简化为图22所示的五电平中性点嵌位逆变器，且可以获得与图21所示逆变器相同的调制效果。可以看出图22所示的逆变器电路在图21的基础上省掉了开关管T7、T8以及T2、T3的反并联二极管。因此共采用了六个开关管和六个二极管。具体的调制策略和上面介绍的混合调制策略类似，参考上面的描述容易进行分析，不再赘述。
图23给出了另外一种含有八个开关管和八个二极管的五电平中性点嵌位逆变器。如果采用混合调制策略，图23所示的五电平中性点嵌位逆变器可以简化，简化后的电路如图24所示，且获得与图23所示逆变器相同的调制效果。可以看出图24所示的逆变器电路在图23的基础上省掉了开关管T7、T8。因此共采用了六个开关管和八个二极管。具体的调制策略可以参考前面介绍的混合调制策略。
图25给出了另外一种含有八个开关管和八个二极管的五电平中性点嵌位逆变器。如果采用混合调制策略，图25所示的五电平中性点嵌位逆变器可以简化，简化后的电路如图26所示，且获得与图25所示逆变器相同的调制效果。可以看出图26所示的逆变器电路在图25的基础上省掉了开关管T7、T8。因此共采用了六个开关管和八个二极管。具体的调制策略可以参考前面介绍的混合调制策略。
图27给出了另外一种含有八个开关管和十个二极管的五电平中性点嵌位逆变器。如果采用混合调制策略，图27所示的五电平中性点嵌位逆变器可以简化，简化后的电路如图28所示，且获得与图27所示逆变器相同的调制效果。可以看出图28所示的逆变器电路在图27的基础上省掉了开关管T7、T8以及T5、T6的反并联二极管。因此共采用了六个开关管和八个二极管。具体的调制策略可以参考前面介绍的混合调制策略。
图29给出了另外一种含有八个开关管和十个二极管的五电平中性点嵌位逆变器。如果采用混合调制策略，图29所示的五电平中性点嵌位逆变器可以简化，简化后的电路如图30所示，且获得与图29所示逆变器相同的调制效果。可以看出图30所示的逆变器电路在图29的基础上省掉了开关管T7、T8以及T5、T6的反并联二极管。因此共采用了六个开关管和八个二极管。具体的调制策略可以参考前面介绍的混合调制策略。
本方案提出的混合调制策略也可以应用于四电平中性点嵌位逆变器，比如图31所示的逆变器。如图31所示，采用了六个开关管和六个二极管，输出四个电平的桥臂电压VAO：(Vx+Vy)，+Vx，-Vx，(-Vx-Vy)。如果采用混合调制策略，图31所示的四电平嵌位逆变器可以简化，简化后的电路如图32所示，且获得与图31所示逆变器相同的调制效果。可以看出图32所示的逆变器电路在图31的基础上省掉了开关管T5、T6。因此共采用了四个开关管和六个二极管。
具体的调制策略和前面介绍的混合调制策略类似。更具体地说，应用于四电平中性点嵌位逆变器的混合调制策略可概括为：同向运行时采用高阶电平调制即四电平调制；反向运行时采用低阶电平调制即两电平调制。因此，逆变器可以运行在功率因数小于或等于一的情况。换句话说，逆变器的输出电流可以滞后或超前输出电压。
上面的讨论都是以单相逆变器为例。对于由三个单相逆变器连接形成的三相逆变器，如图33所示，混合调制策略和单相的混合调制策略类似。对于那些无法获得相电压的三相逆变器，可以采用线电压或参考电压来确定每相是同向运行还是反向运行。可以这样做的依据是线电压与相电压的相位差为30度。
注意，上面关于混合调制策略的讨论都是基于SPWM或SVPWM进行的。本方案提出的混合调制策略也可以拓展到基于其他调制方法，比如DPWM(Discontinued PWM)，SHE PWM(SelectedHarmonic Elimination modulation)，等等。
实际应用中，不同开关管的导通切换期间存在死区时间。此处，切换期间指关断一个开关管与导通另一个开关管之间的时间间隔。考虑到死区的影响，提出一种改进的调制策略来消除死区影响。另外，输出电流(与电感电流相同)过零点的时刻有可能不是开关管的切换时刻即导通时刻或关断时刻。
以图3所示逆变器为例并结合图10中的波形进行说明。在t2时刻，输出电流过零点，即输出电流从负电流向正电流转变。在t<t2期间，反向运行，采用三电平调制；在t2<t<t4期间，同向运行，采用五电平调制。如果开关管T5在t2之前导通，负的输出电流将流经开关管T5。输出电流在t2之后变为正电流，不能流经开关管T5因为开关管T5只能流经负电流。此时反并联二极管D3和D4在正电流的作用下导通，A点电势变为为负一电平(–Vdc/2)或负二电平(–Vdc)。类似地，开关管T6如果在t6之前导通，正的输出电流流经开关管T6。如图10所示，输出电流在t6之后变为负电流。因为开关管T6只能承载正电流，因此此时的负输出电流不能流经开关管T6。反并联二极管D1和D2在负输出电流的作用下导通，A点电势变为为正一电平(+Vdc/2)或正二电平(+Vdc)。上述两种情况下的正二电平和负二电平是不期望出现的。
注意，功率因数为一即PF＝1时，如图6所示，由于输出电压和输出电流同时为正或同时为负，因此上述问题不存在。输出电流过零点时，电流单向流动才会出现上述问题。比如，当采用两电平调制或五电平调制时，如图9所示，由于两电平调制允许双向电流流动，因此不会出现上述问题。
当功率因数小于一即PF<1时，负二电平和正二电平将会持续一小段时间(小于一个开关周期)，使得桥臂电压VAO产生一个小的电压误差。显然，这个电压误差是不期望产生的。下面提出三种改进的调制策略来减小这个电压误差。
第一种改进的调制策略：当输出电平接近过零点时，如图34中的t21～t22期间，采用两电平调制方式。为了叙述方便，采用iou表示正输出电流阈值，采用iod表示负输出电流阈值。假定，在t21时刻，输出电流为iod(iod<0)，在t22时刻，输出电流为iou(iou>0)。在t21～t22期间，采用两电平调制方式。此时，T1和T2导通或T3和T4导通，提供了输出电流双向流动路径。因此，输出电流过零点时不会引起上述问题，从而消除了所述的电压误差。
类似地，输出电流从正电流向负电流过零点时，如图34中的t6时刻，采用两电平调制方式。假定，在t61时刻，输出电流为iou(iou>0)，在t62时刻，输出电流为iod(iod<0)。在t61～t62期间，采用两电平调制方式，如图34所示。
上述分析过程中，忽略了输出电流(电感电流)纹波。当考虑输出电流纹波和其他实际情况时，比如采样延时，检测精度等，iou和iod的值足够大使得输出电流从iou减小为iod或从iod增大为iou需要几个开关周期(比如3到10个开关周期)。换句话说，选择iou和iod的值使得时间间隔t21～t22和t61～t62为几个开关周期。这样就保证了三电平调制和五电平调制之间的平滑过渡。
提出的这种调制策略可以总结为在一个工频周期内，如图34的t0～t8期间，采用两电平调制、三电平调制和五电平调制。
因此，考虑到实际的实施情况，提出的混合调制策略可以总结如下：
(1)逆变器同向运行且输出电流大于正输出电流阈值iou或小于负输出电流阈值iod时，采用五电平调制。
(2)逆变器反向运行且输出电流大于正输出电流阈值iou或小于负输出电流阈值iod时，采用三电平调制。
(3)在同向运行与反向运行的切换期间且输出电流在负输出电流阈值iod和正输出电流阈值iou之间时，采用两电平调制方式，实现双向电流流动。换句话说，如果输出电流在负输出电流阈值iod和正输出电流阈值iou之间时，采用两电平调制方式，如图34所示。优选地，两电平调制的持续时间仅仅是整个工频周期的一小部分，比如3到10个开关周期。
换句话说，当输出电流由负电流变为正电流的过程中，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。类似地，当输出电流由正电流变为负电流的过程中，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。这样在输出电流过零点期间提供了电流双向流动路径。由于输出电流在过零点期间很小，因此两电平调制引起的电感纹波可以忽略不计。注意，提出的调制策略在一个完整的工频周期内采用了两电平调制、三电平调制和五电平调制。
第二种改进的调制策略：逆变器反向运行时，当输出电流(与电感电流相同)由负电流变为正电流且处于负输出电流阈值iod和零之间时，如图35中的t2附近时间段，采用两电平调制。类似地，逆变器反向运行时，当输出电流由正电流变为负电流且处于正输出电流阈值iou和零之间时，如图35中的t6附近时间段，采用两电平调制。这样在输出电流过零点期间提供了电流双向流动路径。第二种改进的调制策略采用的两电平调制持续时间比第一种改进的调制策略短。
第二种改进的调制策略概括如下：
(1)逆变器同向运行时，采用五电平调制。
(2)逆变器反向运行且输出电流大于正输出电流阈值iou或小于负输出电流阈值iod时，采用三电平调制。
(3)逆变器反向运行且输出电流处于负输出电流阈值iod和零之间或处于正输出电流阈值iou和零之间时，采用两电平调制。
换句话说，当输出电流由负电流变为正电流的过程中，如图35中的t2附近时间段，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。类似地，当输出电流由正电流变为负电流的过程中，如图35中的t6附近时间段，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。这样在输出电流过零点期间提供了电流双向流动路径。
第三种改进的调制策略：当一检测到输出电流等于零时，就采用硬件电路(比如CPLD或FPGA)关闭正在导通的开关管。如图35中的t2附近时间段，采用两电平调制方式。类似地，当输出电流由正电流变为负电流且处于正输出电流阈值iou和零之间时，如图35中的t6附近时间段，采用两电平调制。在预定的延时后，导通预期的开关管。这种控制方法产生了正二电平和/或负二电平，且持续时间很短，比如一个工频周期中持续5us～10us。
以图34为例进行说明。在t2附近时间段，当一检测到输出电流变为正电流，就关断开关管T5(因为它只能承载负电流)。在1us–5us的延时后，导通开关管T6。这样，从输出电流过零点到开关管T6开始导通之间的时间间隔很短，大约5us–10us。在这个时间间隔内，二极管D3和D4在正输出电流的作用下导通，A点产生负二电平。类似地，在t6时刻，当一检测到输出电流变为负电流，就关断开关管T6(因为它只能承载正电流)。在1us–5us的延时后，导通开关管T5。
实际应用中，60Hz的***对应的工频周期约为16.7ms，50Hz的***对应的工频周期为20ms，因此，持续5us–10us的正二电平和负二电平的时间造成的影响是非常小的，可以忽略不计。第三种改进的调制策略的核心思想是在输出电流过零点期间，通过控制逆变器开关管的导通和关断，使A点产生的正二电平和负二电平的持续时间最小化。
注意，上述分析只适用于当开关管T5或T6导通且输出电流过零点期间。如果输出电流过零点时，开关管T1和T2导通或T3和T4导通，则三电平调制和五电平调制可以平滑切换。因此不需要关断开关管T5，导通T6，或者，关断开关管T6，导通T5。
本发明提出的改进混合调制策略的基本思想是在输出电流过零点期间提供电流双向流动路径，或者，通过控制开关器件，比如T5和T6，使A点产生的正二电平和/或负二电平的持续时间最小化。根据本发明的基本思想还可以提出其他的调制策略。
注意，本发明提出的调制策略是以单相逆变器为例进行说明的，但是还可以适用于三相逆变器。
本发明提出的调制策略还可以适用于NPC逆变器。图16(b)给出了一种应用于NPC逆变器的在理想情况下的调制策略。图36和图37分别给出了实际应用情况下基于图16(b)的第一种改进的调制策略和第二种改进的调制策略。
基于图16(b)且应用于NPC逆变器的第一种改进的调制策略：如图36所示，当输出电流处于正输出电流阈值iou和负输出电流阈值iod之间时，采用两电平调制。如图36所示，针对负输出电流阈值iod和正输出电流阈值iou存在两个切换时间段：从iod到iou，如图36中t11到t12；从iou到iod，如图36中t51到t52。
应用于NPC逆变器的第一种改进的调制策略概括如下：
(1)逆变器同向运行且输出电流大于正输出电流阈值iou或小于负输出电流阈值iod时，采用五电平调制。
(2)逆变器反向运行且输出电流大于正输出电流阈值iou或小于负输出电流阈值iod时，采用三电平调制。
(3)在同向运行与反向运行的切换期间且输出电流在负输出电流阈值iod和正输出电流阈值iou之间时，采用两电平调制，实现双向电流流动。换句话说，如果输出电流在负输出电流阈值iod和正输出电流阈值iou之间时，采用两电平调制，如图36所示。优选地，两电平调制的持续时间仅仅是整个工频周期的一小部分，比如3至10个开关周期。
换句话说，当输出电流由负电流变为正电流的过程中，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。类似地，当输出电流由正电流变为负电流的过程中，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。这样在输出电流过零点期间电流提供了双向流动路径。由于输出电流在过零点期间很小，因此两电平调制引起的电感纹波可以忽略不计。
基于图16(b)且应用于NPC逆变器的第二种改进的调制策略：逆变器反向运行时，当输出电流(与电感电流相同)由负电流变为正电流且处于负输出电流阈值iod和零之间时，如图37中的t1附近时间段，采用两电平调制。类似地，逆变器反向运行时，当输出电流由正电流变为负电流且处于正输出电流阈值iou和零之间时，如图37中的t5附近时间段，采用两电平调制。这样在输出电流过零点期间提供了电流双向流动路径。第二种改进的调制策略采用的两电平调制持续时间比第一种改进的调制策略短。
应用于NPC逆变器的第二种改进的调制策略概括如下：
(1)逆变器同向运行时，采用五电平调制。
(2)逆变器反向运行且输出电流大于正输出电流阈值iou或小于负输出电流阈值iod时，采用三电平调制。
(3)逆变器反向运行且输出电流处于负输出电流阈值iod和零之间或处于正输出电流阈值iou和零之间时，采用两电平调制。
换句话说，对于NPC逆变器，当输出电流由负电流变为正电流的过程中，如图37中的t1附近时间段，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。类似地，当输出电流由正电流变为负电流的过程中，如图37中的t5附近时间段，依次采用三电平调制、两电平调制和五电平调制。这样在输出电流过零点期间提供了电流双向流动路径。
由于输出电流在过零点期间很小，因此两电平调制引起的电感纹波可以忽略不计。提出的调制策略在一个NPC逆变器完整的工频周期内采用了两电平调制、三电平调制和五电平调制。
应用于NPC逆变器的第三种改进的调制策略：对于NPC逆变器，当输出电流等于零时，关闭正在导通的开关管。在预定的延时后，导通预期的开关管。这种控制方法产生了正二电平和/或负二电平，且持续时间很短，比如一个工频周期中持续5us～10us。如图36中的t1附近时间段，当一检测到输出电流变为正电流，就关断开关管T6(因为它只能承载负电流)，如图18所示。在1us–5us的延时后，导通开关管T5。这样，从输出电流过零点到开关管T5开始导通之间的时间间隔很短，大约5us–10us。在这个时间间隔内，开关管的T3和T4反并联二极管在正输出电流的作用下导通，A点产生负二电平，如图18所示。输出电流由负变正的过零点期间(如图37中的t5附近时间段)的工作原理与此类似，不再赘述。正二电平和负二电平引起的影响很小，可以忽略不计。
注意，上述分析只适用于当开关管T5或T6导通且输出电流过零点期间。如果输出电流过零点时，开关管T1和T2导通或T3和T4导通，则三电平调制和五电平调制可以平滑切换。因此不需要关断开关管T5，导通T6，或者，关断开关管T6，导通T5。
注意，本发明提出的调制策略是以单相逆变器为例进行说明的，但是还可以适用于三相逆变器。
注意，本发明的实施例是以ANPC和NPC逆变器为例进行说明的，但是本发明提出的混合调制策略还可以适用于其他类型的逆变器，解决输出电流过零点期间的电压误差问题。另外，本发明的实施例是以五电平逆变器为例进行说明的，但是本发明提出的混合调制策略还可以适用于其他多电平的逆变器，比如七电平逆变器，解决输出电流过零点期间的电压误差问题。
本发明提出的改进混合调制策略核心思想是在输出电流过零点期间提供电流双向流动路径，或者，控制开关器件使产生的正二电平和/或负二电平的持续时间最小化。。基于该思想，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

Claims (16)

1.一种多电平逆变器的运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器产生交流形式的输出电压和输出电流，所述运行方法包括：
在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述多电平逆变器的开关管实现高阶电平调制来产生桥臂电压；
在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反时，控制所述多电平逆变器的开关管实现低阶电平调制来产生桥臂电压；
所述多电平逆变器的瞬时输出电压取决于所述桥臂电压。
2.根据权利要求1所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器具有至少一个开关状态只有电流单向流动路径。
3.根据权利要求1所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器为中性点嵌位逆变器或有源中性点嵌位逆变器。
4.根据权利要求1-3任一项所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器为五电平逆变器，所述高阶电平调制为五电平调制；所述低阶电平调制包括三电平调制和两电平调制。
5.根据权利要求3所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器为有源中性点嵌位逆变器；选择一种所述低阶电平调制或多种所述低阶电平调制的组合使得所述有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容不参与能量转换过程，或者，选择一种所述低阶电平调制或多种所述低阶电平调制的组合使得所述有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容在一个电平和另一个电平之间进行交替地充电和放电。
6.根据权利要求5所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述有源中性点嵌位逆变器为九电平有源中性点嵌位逆变器或七电平有源中性点嵌位逆变器；所述九电平有源中性点嵌位逆变器对应的高阶电平调制为九电平调制，所述九电平有源中性点嵌位逆变器对应的所述低阶电平调制包括七电平调制、五电平调制、三电平调制和两电平调制；所述七电平有源中性点嵌位逆变器对应的高阶电平调制包括七电平调制，所述七电平有源中性点嵌位逆变器对应的所述低阶电平调制包括五电平调制、三电平调制和两电平调制。
7.根据权利要求5所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器为五电平有源中性点嵌位逆变器；所述高阶电平调制为五电平调制，所述低阶电平调制包括三电平调制和两电平调制；两电平调制期间，所述五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容不参与能量转换过程；或者，三电平调制期间，所述五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容不参与能量转换过程；或者，三电平调制期间，所述五电平有源中性点嵌位逆变器的悬浮电容在一个电平和另一个电平之间进行交替地充电和放电。
8.根据权利要求3所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器为四电平中性点嵌位逆变器；所述高阶电平调制为四电平调制；所述低阶电平调制包括两电平调制；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述四电平中性点嵌位逆变器的开关管实现四电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反时，控制所述四电平中性点嵌位逆变器的开关管实现两电平调制来产生桥臂电压。
9.根据权利要求4所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述多电平逆变器为五电平中性点嵌位逆变器；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述五电平中性点嵌位逆变器的开关管实现五电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反时，控制所述五电平中性点嵌位逆变器的开关管实现三电平调制或者两电平调制来产生桥臂电压。
10.根据权利要求1-9任一项所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，进一步包括：在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同且输出电流大于正输出电流阈值或小于负输出电流阈值时，控制所述多电平逆变器的开关管实现五电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反且输出电流大于正输出电流阈值或小于负输出电流阈值时，控制所述多电平逆变器的开关管实现三电平调制来产生桥臂电压；在输出电压和输出电流极性相同与输出电压和输出电流极性相反之间切换的期间且输出电流处于正输出电流阈值与负输出电流阈值之间时，控制所述多电平逆变器的开关管实现两电平调制来产生桥臂电压；所述两电平调制提供电流双向流动路径。
11.根据权利要求10所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，在一个工频周期中，所述两电平调制持续时间为3至10个开关周期。
12.根据权利要求1-9任一项所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，进一步包括：
在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相同时，控制所述多电平逆变器的开关管实现五电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，当输出电压和输出电流极性相反且输出电流大于正输出电流阈值或小于负输出电流阈值时，控制所述多电平逆变器的开关管实现三电平调制来产生桥臂电压；在一个工频周期中，在输出电压和输出电流极性相反且输出电流处于正输出电流阈值和零之间或处于负输出电流阈值和零之间时，控制所述多电平逆变器的开关管实现两电平调制来产生桥臂电压；所述两电平调制提供电流双向流动路径。
13.根据权利要求1-9任一项所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，进一步包括：当输出电流过零点时，控制所述多电平逆变器的开关管以关闭正在运行的开关状态，在预定的延时后，开通下一个开关状态；在预定的延时期间，产生正二电平和/或负二电平。
14.根据权利要求13所述的多电平逆变器运行方法，其特征在于，所述预定的延时为5至10微秒。
15.一种三相多电平逆变器的运行方法，其特征在于，根据权利要求1-14任一项所述的运行方法控制所述三相多电平逆变器每相的开关管。
16.根据权利要求15所述的三相多电平逆变器的运行方法，其特征在于，所述三相多电平逆变器包括三个中性点嵌位逆变器或三个有源中性点嵌位逆变器。
CN201710737197.0A 2016-08-24 2017-08-24 多电平逆变器混合调制策略 Active CN107517019B (zh)

Applications Claiming Priority (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662379216P 2016-08-24 2016-08-24
US62/379,216 2016-08-24
US201662381895P 2016-08-31 2016-08-31
US62/381,895 2016-08-31
US201662395787P 2016-09-16 2016-09-16
US62/395,787 2016-09-16
US15/662,044 US9973108B2 (en) 2016-08-24 2017-07-27 Hybrid modulation strategy for multilevel inverters
US15/662,044 2017-07-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107517019A true CN107517019A (zh) 2017-12-26
CN107517019B CN107517019B (zh) 2020-02-21

Family

ID=60724049

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710737197.0A Active CN107517019B (zh) 2016-08-24 2017-08-24 多电平逆变器混合调制策略

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107517019B (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109802588A (zh) * 2019-03-06 2019-05-24 华南理工大学 一种低电压应力的电容自均衡七电平逆变器
US10396681B1 (en) 2018-09-05 2019-08-27 King Abdulaziz University Multilevel inverters with increased number of output steps
CN111130369A (zh) * 2019-12-31 2020-05-08 华为技术有限公司 一种逆变电路控制方法及相关装置
WO2020220538A1 (zh) * 2019-04-30 2020-11-05 周衍 一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动***
CN112366971A (zh) * 2020-11-02 2021-02-12 深圳市英威腾电气股份有限公司 三电平逆变拓扑结构及其控制方法、单相及三相逆变电路
CN112769344A (zh) * 2021-01-08 2021-05-07 桂林电子科技大学 一种九电平变换器
CN115632567A (zh) * 2022-10-12 2023-01-20 上海正泰电源***有限公司 一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103354427A (zh) * 2013-06-24 2013-10-16 华为技术有限公司 一种单相逆变器和三相逆变器
CN105048843A (zh) * 2015-09-14 2015-11-11 阳光电源股份有限公司 一种逆变器的pwm调制方法、装置和***

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103354427A (zh) * 2013-06-24 2013-10-16 华为技术有限公司 一种单相逆变器和三相逆变器
CN105048843A (zh) * 2015-09-14 2015-11-11 阳光电源股份有限公司 一种逆变器的pwm调制方法、装置和***

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10396681B1 (en) 2018-09-05 2019-08-27 King Abdulaziz University Multilevel inverters with increased number of output steps
CN109802588A (zh) * 2019-03-06 2019-05-24 华南理工大学 一种低电压应力的电容自均衡七电平逆变器
WO2020220538A1 (zh) * 2019-04-30 2020-11-05 周衍 一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动***
CN111130369A (zh) * 2019-12-31 2020-05-08 华为技术有限公司 一种逆变电路控制方法及相关装置
WO2021135249A1 (zh) * 2019-12-31 2021-07-08 华为技术有限公司 一种逆变电路控制方法及相关装置
CN112366971A (zh) * 2020-11-02 2021-02-12 深圳市英威腾电气股份有限公司 三电平逆变拓扑结构及其控制方法、单相及三相逆变电路
CN112366971B (zh) * 2020-11-02 2022-04-19 深圳市英威腾电气股份有限公司 三电平逆变拓扑结构及其控制方法、单相及三相逆变电路
CN112769344A (zh) * 2021-01-08 2021-05-07 桂林电子科技大学 一种九电平变换器
CN115632567A (zh) * 2022-10-12 2023-01-20 上海正泰电源***有限公司 一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制方法
CN115632567B (zh) * 2022-10-12 2024-04-02 上海正泰电源***有限公司 一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN107517019B (zh) 2020-02-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107517019A (zh) 多电平逆变器混合调制策略
CN105610336B (zh) 基于双电容模块的mmc型多端口电力电子变压器
CN102377324B (zh) 适合于高压应用的变流桥臂及其应用***
CN109391166A (zh) 一种变换电路、控制方法和供电设备
CN103929045B (zh) 变换器装置，驱动单元和相关方法
CN105680712B (zh) Shepwm控制电路、两台t型三电平shepwm逆变器并联***及其方法
CN109167364B (zh) 基于桥臂复用和混合级联的三端口柔性多状态开关装置
CN110752763B (zh) 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法
CN103715930B (zh) 一种提升柔性直流输电***容量的方法
CN108599604B (zh) 一种单相七电平逆变电器及其pwm信号调制方法
CN110138250A (zh) 一种开关电容n电平逆变器及其调制方法
CN113054861B (zh) 一种少模块数的串联mmc变流器拓扑结构
CN104660081B (zh) 一种有源钳位双三电平变频器及其损耗平衡调制算法
CN105305861B (zh) 一种级联多电平逆变器
CN105245123A (zh) 三相中点钳位三电平逆变器一维调制共模电流抑制技术
CN111245246B (zh) 一种固态变压器的电容电压分级平衡控制方法
CN106787859A (zh) 基于全桥结构的组合式三相单级apfc变换器及其控制装置
CN202495887U (zh) 用于光伏发电的逆变器
CN109474197B (zh) 一种新型的大容量多电平混合箝位型拓扑结构及拓扑方法
Wang et al. An X-type boost multilevel inverter based on switched capacitor cells with low-voltage stress and high-frequency applications
CN106787891A (zh) 一种五电平逆变器
CN207638580U (zh) 四电平三相并网逆变器和发电***
CN111327220B (zh) 一种提高直流电压利用率的多电平逆变器及电能变换设备
CN205453533U (zh) Shepwm控制电路、两台t型三电平shepwm逆变器并联***
CN114665727B (zh) 一种三单相兼容misn变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20211014

Address after: Nice Valley

Patentee after: SMA SOLAR TECHNOLOGY AG

Address before: 230000 room 3301, building 7, jiuchongjin, Rongke, Xiyou Road, government district, Hefei City, Anhui Province

Patentee before: Wang Hongliang

Patentee before: Liu Yanfei

TR01 Transfer of patent right