CN107493018A - 自动调谐限流器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种自动调谐限流器。在一个实施方式中，涉及一种电源转换电路。将参考信号对第一时间周期积分。生成大致与所述电源转换电路的输出电流成比例的第二信号。将所述第二信号对第二时间周期积分。将所述参考信号的所述积分的第一结果与所述第二信号的所述积分的第二结果进行比较。如果所述第二结果大于所述第一结果，则使故障信号生效。

Description

自动调谐限流器
技术领域
本发明涉及电子电路领域，更具体地，涉及一种电源转换电路和生成电压信号的方法。
背景技术
半导体器件在现代电子产品中很常见。电子部件中半导体器件的数量和密度各不相同。分立半导体器件通常含有一种类型的电子部件，例如，发光二极管(LED)、小信号晶体管、电阻器、电容器、电感器以及功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。集成半导体器件通常包括数百至数百万的电子部件。集成半导体器件的示例包括微控制器、微处理器和各种信号处理电路。
半导体器件执行多种不同功能，诸如信号处理、高速运算、传输并接收电磁信号、控制电子器件、将太阳光转换成电力以及为电视机显示器生成可视图像。半导体器件存在于娱乐、通信、电源转换、网络、计算机以及消费品领域。半导体器件还存在于军事应用、航空、汽车、工业控制器以及办公设备领域。
图1示出了电子器件50，其具有芯片载体衬底或印刷电路板(PCB)52，该印刷电路板具有安装在PCB的表面上的多个半导体封装。电子器件50可具有一种类型的半导体封装或多种类型的半导体封装，具体取决于应用。出于举例说明的目的，图1中示出了不同类型的半导体封装。
电子器件50可为独立式***，其使用半导体封装来执行一种或多种电气功能。或者，电子器件50可为较大***的子部件。例如，电子器件50可为平板电脑、移动电话、数码相机、电视机、电源或其他电子器件的一部分。电子器件50也可以是被***到个人计算机的图形卡、网络接口卡或其他扩展卡。半导体封装可包括微处理器、存储器、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑电路、模拟电路、射频(RF)电路、分立器件或其他半导体管芯或电子部件。
在图1中，PCB 52提供了常规衬底，用于安装在PCB上的半导体封装的结构支撑和电气互连。导电信号迹线54通过使用蒸镀、电解电镀、化学镀、丝网印刷或另外的合适的金属沉积工艺，形成于PCB 52的表面上方，或形成于PCB 52的层内。信号迹线54提供每一半导体封装、安装部件和其他外部***部件间的电通信。迹线54还为每一半导体封装提供电源和接地连接。在一些实施方案中，在半导体封装之间经由迹线54来传输时钟信号。
出于举例说明的目的，在PCB 52上示出了若干种类型的一级封装，包括焊丝封装56和倒装芯片58。另外，还示出安装在PCB 52上的若干种类型的二级封装，该二级封装包括球栅阵列(BGA)60、凸块芯片载体(BCC)62、矩栅阵列(LGA)66、多芯片模块(MCM)68、无引线四方扁平封装(QFN)70、四方扁平封装72、嵌入式晶圆级球栅阵列(eWLB)74和晶圆级芯片尺寸封装(WLCSP)76。根据***要求，配置有一级封装样式和二级封装样式的任何组合的半导体封装的任何组合，以及其他电子部件，均可连接到PCB 52。
电子器件50的制造商向电子器件提供功率信号，该电子器件用于向设置在PCB 52上的半导体封装和其他器件供电。在许多情况下，所提供的功率信号的电压电势与操作各个半导体器件所需的电压不同。通常，制造商会在PCB 52上提供电源转换电路，以生成一定电压电势的稳定的直流(DC)电压信号，该电压电势可用于与PCB相连的各个半导体封装及其他部件上。开关模式电源(SMPS)因其效率优势而经常被使用。
电子器件50的SMPS可位于PCB 52上，或位于PCB 52外部并通过电缆和插头与之相连。插头可包括电源线和数据线两者，例如当电子器件50为手机或平板计算机且通过通用串行总线(USB)接口提供电源时。在一些实施方案中，电子器件50遵循USB功率传输(USB-PD)协议，以协商由外部SMPS进行功率传输的电压电势。
SMPS操作方式是反复接通和切断输入功率信号，以形成相对高频率的功率信号。将切换的功率信号路由通过变压器或电感器，然后进行整流和滤波，以形成稳定的DC功率信号。通常通过一个或多个二极管对输出功率信号进行整流，或使用晶体管进行同步整流。
图2中示出了反激SMPS 100的一个示例性实施方案的电路图。SMPS 100分成由变压器105分界的初级侧102和次级侧104。变压器105包括作为初级侧102一部分的初级绕组106和作为次级侧104一部分的次级绕组108。SMPS 100的初级侧102由电连接到初级绕组106的部件组成。SMPS 100的次级侧104由电连接到次级绕组108的部件组成。变压器105提供初级侧102与次级侧104之间的DC隔离。经过初级绕组106的交流(AC)信号通过磁耦合传输到次级绕组108，而任何DC偏移基本上被忽略。
初级侧102包括本体电压(VBULK)节点110处的功率输入。在一些实施方案中，VBULK节点110接收由电力设施以例如110或230伏特AC提供的整流AC功率信号。通过输电干线将AC电信号路由到住宅、商务办公楼或其他房屋，并通过将电子器件(包括SMPS 100)***到壁装插座中而将该AC电信号输入到该器件。二极管桥或其他整流器电路对输入AC干线信号进行整流，以在VBULK节点110处包括正电压值。在其他实施方案中，通过其他方式将功率信号提供到VBULK节点110。电容器111耦接在VBULK节点110与接地节点113之间，以进一步对输入功率信号进行滤波。接地节点113作为初级侧102的电子部件的接地参考电压操作。
从VBULK节点110经过初级绕组106流到接地节点113的电流通过初级MOSFET 112进行接通和断开。初级MOSFET 112包括耦接到初级绕组106的与VBULK节点110相反方向的漏极端、耦接到初级反激控制器120的栅极端114以及在电流感测(CS)节点119处耦接到电流感测电阻器118的源极端。初级MOSFET 112的源极端和漏极端是导通端，并且栅极是控制端。控制器120通过经由电路节点(DRV)114在MOSFET的栅极端提供正电压电势，而接通初级MOSFET 112或实现经过初级MOSFET 112的电传导。在一些实施方案中，附加驱动器电路耦接在控制器120与MOSFET 112的栅极之间。当接通初级MOSFET 112时，电流从VBULK节点110经过串联的初级绕组106、初级MOSFET 112和电阻器118流到接地节点113。控制器120通过将接地电压电势输出到初级MOSFET 112的栅极而断开初级MOSFET 112。当初级MOSFET 112断开时，没有显著的电流从VBULK节点110流经初级绕组106。
在理想情况下，当n沟道MOSFET的栅极具有正电压电势时其电阻为零，并且当其栅极处于接地电势时，其电阻为无穷大。MOSFET 112是作为开关进行操作的n沟道MOSFET，该开关由来自耦接到MOSFET栅极端114的控制器120的控制信号来断开和闭合。开关，例如MOSFET 112，被闭合也被称为开关被“接通”，因为电流能够在开关的导通端之间流动。打开的开关被称为被“断开”，因为电流不在开关导通端之间显著地流动。虽然SMPS 100的开关被示出为MOSFET，但在其他实施方案中使用其他类型的电子控制开关，例如，双极性结型晶体管(BJT)、p沟道MOSFET、砷化镓晶体管、结型栅场效应晶体管、其他类型的场效应晶体管(FET)以及其他类型的电子开关。FET包括为导通端的源极端和漏极端，以及作为控制端的栅极端。BJT包括为导通端的发射极端和集电极端，以及作为控制端的基极端。
控制器120通过观察流经初级绕组106的电流幅值来确定何时切换初级MOSFET112。当电流流经电阻器118时，电阻器在接地节点113与CS节点119之间产生电压电势差。电阻器118两端的电压电势(如在CS节点119处观察到的)大致与流经初级绕组106的电流成比例。CS节点119耦接到控制器120的电流感测输入引脚。控制器120在CS节点119处观察电压电势，以确定流经初级绕组106的电流幅值。
当控制器120使初级MOSFET 112接通时，流经初级绕组106的电流大致线性地增加并使变压器105磁化。当控制器120断开初级MOSFET 112时，流经初级绕组106的电流基本上停止。在MOSFET 112闭合时存储于变压器105中的磁能在MOSFET 112断开时被输出为流经次级绕组108的电流，从而在相对于接地节点126的电压输出(VOUT)节点124处产生正电压电势。接地节点126作为次级侧104的电子部件的接地参考电压操作。SMPS 100是隔离拓扑结构，也就是使用分开的初级侧接地节点113和次级侧接地节点126。允许接地节点126的电压电势相对于接地节点113浮动。
VOUT节点124处的电压电势对电容器128充电并向作为负载连接到SMPS 100的电子器件50的其他电路部件供电。当控制器120接通初级MOSFET 112时，该循环重复，以再次使变压器105磁化。当初级MOSFET 112接通时，电容器128向VOUT节点124提供电力。二极管130通过以下方式对流经次级绕组108的电流进行整流：当变压器105从初级侧102被磁化时，减少从VOUT节点124经过次级绕组108流到接地节点126的电流。
通过齐纳二极管154和光耦合器155将反馈从次级侧104提供到初级侧102。光耦合器155包括LED 156和光电晶体管158。如果VOUT节点124处的电压电势超过齐纳二极管154的齐纳电压与LED 156的电压降之和，则电流从VOUT节点124经过串联的齐纳二极管154和LED156流到接地节点126。LED 156发射的光子击中光电晶体管158，从而接通光电晶体管并增加初级反激控制器120的反馈(FB)节点160与接地节点113的耦合度。由于流经LED 156的电流增加，FB节点160通过光电晶体管158与接地节点113的耦合度增加，并且FB节点160的电压电势进一步降低。
由于控制器120观察到FB节点160处的电压电势降低，控制器了解到VOUT节点124处的电压电势处于或高于所需的输出电压电势。控制器120采取被配置的措施来降低从初级侧102到次级侧104的功率传输，例如，减少MOSFET 112的接通时间或降低DRV信号114的切换频率。
图3a-图3b示出了以连续导通模式(CCM)操作的SMPS 100。图3a示出了流经初级绕组106的电流，并且图3b示出了流经次级绕组108的电流。SMPS 100以两种不同状态操作。在时间1与时间2之间，MOSFET 112接通，并且变压器105被从VBULK节点110经初级绕组106流到接地节点113的电流增加而磁化，如图3a中所示。在时间2时，控制器120断开MOSFET 112。流经初级绕组的电流基本上停止，并且存储于变压器105中的磁能在次级绕组108中感应出电流，如图3b中所见。流经次级绕组108的电流对电容器128充电，并且向连接在VOUT节点124与接地节点126之间的负载供电。在时间3时，在变压器105完全消磁之前，MOSFET 112切换回到接通。流经初级绕组106的电流再次增加。在时间3与时间4之间，由于二极管130的整流作用，流经次级绕组的电流大约为零。在没有感应电流经过次级绕组108的周期期间，通过存储于电容器128中的电荷向连接到VOUT节点124的负载供电。
在图3a-图3b中，TSW是DRV信号114的切换周期，即SMPS 100的通电循环周期。Ton是每个切换周期TSW中MOSFET 112接通的时间量，并且TOFF是每个切换周期TSW中MOSFET 112断开的时间量。IPEAK,P是达电流峰值时(即，在时间2MOSFET 112被切断时)流经初级绕组106的电流幅值。IVALLEY,P是达电流谷值时(即，在时间1MOSFET 112被接通时)流经初级绕组106的电流幅值。相似地，IPEAK,S是例如在时间2时流经次级绕组108的电流峰值的幅值，并且IVALLEY,S是例如在时间3时流经次级绕组108的电流谷值的幅值。
图4a-图4b示出了以断续导通模式(DCM)操作的SMPS 100。图4a示出了随时间推移流经初级绕组106的电流，并且图4b示出了随时间推移流经次级绕组108的电流。在DCM中，SMPS 100包括与CCM中的状态相似的两种状态。从时间1到时间2，MOSFET 112接通，以使变压器105磁化。在时间2与时间3之间，MOSFET 112断开，并且存储于变压器105中的磁能放电到次级侧104。与CCM中不同，DCM允许变压器105近乎完全放电。在时间3时，存储于变压器105中的磁能已近乎完全放电。然而，MOSFET 112直到时间4才再次接通。在图4a-图4b中的时间3与时间4之间，流经初级绕组106和次级绕组108两者的电流近似零。MOSFET 112直到图4a-图4b中的时间4才回到接通，以再次使变压器105磁化。
在图4a-图4b中，TDEM表示变压器105近乎完全消磁所需的时间量(消磁时间)。在DCM中，变压器105的消磁时间TDEM小于MOSFET 112断开的时间量，即TDEM小于TOFF。
利用开关模式电源的电子器件，诸如使用SMPS 100的电子器件50，通常必须包括限制输出电流的电路以便满足安全要求。在一些情况下，开关模式电源在可变输出电压下操作。然而，使用电流模式反馈的反激转换器能够在输出电压降低时传输增加的电流。较低输出电压下增加的电流输出会导致电流输出超过安全限值。
其他人已尝试在Ton的中途对CS节点119处的信号进行采样以估计平均次级电流，并且使用运算放大器(op-amp)将采样值对Toff或Tdem积分以估计SMPS的输出电流。将运算放大器输出与固定电压阈值进行比较以检测过流。然而，在适当时间对CS节点119准确采样具有挑战性。另外，将积分与固定电压阈值进行比较，无法准确考虑SMPS的输出电压变化。
发明内容
需要能在一定输出电压电势范围内准确限制电流输出。因此，在一个实施方案中，本公开是生成电压信号的方法，该方法包括以下步骤：提供电源转换电路，将参考信号对第一时间周期积分，生成大致与电源转换电路的输出电流成比例的第二信号，将第二信号对第二时间周期积分，以及将参考信号的积分的第一结果与第二信号的积分的第二结果进行比较。
在另一个实施方案中，本公开是生成电压信号的方法，该方法包括以下步骤：将参考值对第一时间周期积分，将第二值对第二时间周期积分，以及如果第二值的积分的结果超过参考值的积分的结果，则使故障信号生效(assert)。
在另一个实施方案中，本公开是用于电源转换电路的包括积分器和驱动输出的控制器。参考值被配置为在驱动输出生效时控制积分器。电流感测输入被配置为在驱动输出解除生效(de-assert)时控制积分器。
附图说明
图1示出了使用开关模式电源(SMPS)的示例性电子器件；
图2示出了反激拓扑结构SMPS的示例性电路图；
图3a-图3b示出了以连续导通模式操作的反激SMPS；
图4a-图4b示出了以断续导通模式操作的反激SMPS；
图5示出了包括自动调谐限流器的反激SMPS的控制器的电路图；
图6a-图6b示出了以断续导通模式操作的自动调谐限流器；
图7a-图7b示出了以连续导通模式操作的自动调谐限流器；
图8示出了用于自动调谐限流器的电压模式积分器；
图9示出了用于自动调谐限流器的数字模式积分器；以及
图10示出了与自动调谐限流器一起使用的采样保持电路。
具体实施方式
下文参照附图描述了一个或多个实施方案，其中类似的数字表示相同或相似的元件。虽然按照实现某些目标的最佳模式描述了附图，但描述旨在涵盖可包括在本公开的实质和范围内的替代形式、修改形式和等同形式。
SMPS 100的电流和电压输出受到控制器120的控制。控制器120调整MOSFET 112的切换，以升高或降低VOUT节点124处的电压电势并限制输出电流。为了准确限制SMPS 100的电流输出，控制器120计算向连接到VOUT节点124的负载输出的电流幅值，但从初级侧102进行该计算。控制器120通过观察CS节点119并考虑变压器105的匝数比因素，可推断有关次级侧104的信息。流经次级绕组108的峰值电流IPEAK,S大约等于流经初级绕组106的峰值电流IPEAK,P乘以变压器105的匝数比n。相似地，IVALLEY,S大约等于IVALLEY,P乘以匝数比。因此控制器120可使用以下方程1计算SMPS 100的输出电流。
方程(1)：
控制器120通过方程1确定输出电流。然而，控制器120基于CS节点119处的电压电势(VCS)来感测初级电流。VCS通过欧姆定律(V＝I*R)与初级电流相关联。因此，流经初级绕组106的电流大约等于VCS除以电阻器118的电阻值。通过将欧姆定律代入方程1，方程2可由控制器120用于基于VCS来计算输出电流。
方程(2)：
TOFF/TSW项将输出电流计算限制到次级电流实际流经次级绕组108的时间，即，在CCM中MOSFET 112断开的时间。在DCM中，在MOSFET 112的整个断开时间内无电流输出，并且用Tdem代替方程2中的TOFF。方程2的(VCS,PEAK+VCS,VALLEY)/2项计算MOSFET 112的接通时间期间VCS的平均值，这是由于如图3b和图4b中所见，次级电流基本上呈线性。在DCM中，流经次级绕组108的电流达到大约零，并且流经初级绕组106的电流开始从大约零增加，因此对于DCM操作，方程2中的VCS,VALLEY被设定为零。乘以匝数比n可将MOSFET 112的接通时间期间的平均VCS值转换为次级绕组108的等效值。除以电阻器118的电阻值(R118)有利于VCS电压电势转换为以安培为单位的电流值。
图5示出了能够从初级侧102限制SMPS 100的输出电流的控制器120的限流电路。控制器120接收FB节点160、CS节点119和零电流检测(ZCD)节点200作为输入，并将DRV信号114输出到MOSFET 112。DRV信号114由置位复位(SR)锁存器202生成。当在置位输入(S)处接收到逻辑1值时，SR锁存器的Q输出被生效为逻辑1值。当在SR锁存器的复位输入(R)处接收到逻辑1值时，SR锁存器的Q输出被解除生效到逻辑0值。SR锁存器的Q输出保持前一输出值，直到在置位输入或复位输入之一上接收到逻辑1。振荡器204连接到锁存器202的置位输入。振荡器204以定期的时间间隔输出方波或相似信号，以使逻辑1值生效并使SR锁存器202置位。振荡器204的周期设定通电循环周期TSW。
在电路节点的电压电势从较低电压电势状态移动到较高电压电势状态的时间发生正转变或上升转变。在电路节点的电压电势从较高电压电势状态移动到较低电压电势状态的时间发生负转变或下降转变。上升转变或上升沿通常是指数字信号从逻辑0值转变为逻辑1值。下降转变或下降沿通常是指数字信号从逻辑1值转变为逻辑0值。
在振荡器204的每个时钟循环(也称为SMPS 100的通电循环)，振荡器转变为逻辑1并使SR锁存器202置位，作为响应，该SR锁存器使DRV信号114生效。图5中所示的其余电路用于确定何时使SR锁存器202复位，即，何时断开传至MOSFET 112的DRV信号114。在振荡器204的每个周期保持MOSFET 112接通较长时间，会使流经初级绕组106的电流达到较高峰值，从而导致在每个通电循环有较多功率传输到次级侧104。控制器120通过在每个通电循环更早使SR锁存器202的复位输入生效来限制电流输出。SR锁存器202的复位输入耦接到或门206的输出。或门206具有两个输入，任一者在生效时都通过使SR锁存器202复位来断开MOSFET112。
或门206的第一输入耦接到比较器210的输出。比较器210将FB节点160与CS节点119进行比较，这是在每个通电循环终止MOSFET 112的接通时间的常规方法。在一些实施方案中，电阻器212和214用于在与CS节点119比较之前降低FB节点160的电压电势，例如按1:4比率降低。在MOSFET 112接通的情况下，流经初级绕组106的电流稳定增加，CS节点119的电压电势也是如此。一旦CS节点119的电压电势超过FB节点160的电压电势，就通过比较器210使SR锁存器202的复位输入生效来断开MOSFET 112。FB节点160与VOUT节点124处的电压电势成逆向关系。VOUT节点124处的输出电压下降越低，在FB节点160上将观察到越高的电压电势，并且在CS节点119超过FB节点160之前MOSFET 112将接通的每个通电循环也越长。
控制器120包括另外的方法，用以在超过SMPS 100额定电平的高电流输出状况期间，断开MOSFET 112或防止MOSFET 112接通。积分器220将CS节点119对时间积分以确定输出电流，并且在输出电流超过所需阈值时，使经比较器222、故障计数器224和或门206向SR锁存器202的复位输入的输出生效。如果检测到过流状况，则积分器220使比较器222的输出在每个通电循环产生高脉冲。如果连续接收到或在特定时间周期内接收到特定数量的过流状况脉冲，则故障计数器224对随时间推移的故障进行计数并使向或门206的输出生效。从故障计数器224向或门206的输出仍然高，这使SR锁存器202的复位输入保持生效。SR锁存器202被配置为当复位输入生效时，即使接收到来自振荡器204的置位信号，也保持处于复位状况并输出逻辑0。故障计数器224的复位输入(RST)226在生效时使故障计数器224复位，以使保持SR锁存器202断开的输出解除生效，并允许MOSFET 112的切换恢复。复位输入226在控制器120接收到硬件复位输入事件时生效。在一些实施方案中，复位输入226在预定时间周期之后或在过流状况不再存在之后生效。
积分器220的操作方式为切换电流源以从积分电容器(CINT)230添加和移除电荷。CINT 230在积分节点232处的电压电势表示当前耦接到积分节点的电流源对时间的积分。过流保护电流源(IOCP)234通过开关238将VDD节点236耦接到积分节点232。VDD节点236表示输入到控制器120的集成电路以向控制器供电的电压。当检测到过流状况时，IOCP 234以安培为单位的电流值设定输出电流阈值。在一个实施方案中，开关238以及下文讨论的其他开关是与控制器120的其余部分一起形成于相同半导体管芯上的MOSFET或其他电气开关。开关238受到DRV信号114的控制，以使得在MOSFET 112接通时IOCP 234从VDD节点236对CINT 230充电。
在MOSFET 112接通时对CINT 230的充电在每个通电循环在积分节点232处设定阈值电压电平。一旦控制器120断开MOSFET 112，积分器220就断开开关238以停止对CINT 230充电，并闭合开关240以开始使CINT 230经电流源242放电到接地节点113。开关240在CCM操作时在MOSFET 112的断开时间期间接通，或者在DCM操作下在消磁时间期间接通。
电流源242表示跨导放大器244的输出。跨导放大器244通过低通滤波器(LPF)246接收CS节点119作为输入。LPF 246接收CS节点119处的电流感测信号，并输出大致与CS节点119随时间推移的平均电压电势成比例的信号。跨导放大器244从LPF 246接收平均CS节点119值，并操作跨导电流242以输出与CS节点119的平均电压电势成比例的电流。开关248在MOSFET 112断开时闭合，以将LPF 246的输入耦接到接地节点113，从而提高由LPF 246输出的平均CS节点119值的准确性。
在MOSFET 112的接通时间期间通过IOCP 234对CINT 230充电，以在每个通电循环设定阈值。IOCP 234的幅值由制造商设定，或可由控制器120的用户配置，以设定SMPS 100的所需最大输出电流。在MOSFET 112的断开时间期间通过跨导电流242使CINT 230放电。跨导电流242用于推断在MOSFET 112的断开时间或消磁时间期间流经次级绕组108的电流。
如果流经次级绕组108的输出电流超过阈值，则跨导电流242对MOSFET 112断开时间的积分将超过IOCP对MOSFET 112接通时间的积分。CINT 230在断开时间内的放电将使积分节点232的电压电势降至低于初始值或由参考电压(VREF)250设定的参考值。在各种实施方案中，VREF 250可为接地电压电势，或可为正电压电势或负电压电势。当积分节点232处的电压电势降至低于VREF 250的电压电势(这指示过流状况)时，比较器222的输出生效。
VREF 250和积分节点232各自耦接到比较器222的输入。如图5所示，VREF 250耦接到比较器222的反相输入，并且积分节点232耦接到非反相输入。当积分节点232具有高于VREF250的电压电势时，比较器222输出高电压电平或逻辑1值。当积分节点232具有低于VREF 250的电压电势时，比较器222输出低电压电平或逻辑0值。比较器222的输出是低态有效信号。当积分节点232的电压电势降至低于VREF 250时，比较器222通过向故障计数器224输出逻辑0值来指示过流状况。在其他实施方案中，VREF 250耦接到比较器222的非反相输入，并且积分节点232耦接到比较器222的反相输入。于是比较器222输出为高态有效的，从而在积分节点232降至低于VREF 250时输出逻辑1值以指示过流状况。
每次使比较器222生效时，故障计数器224记录过流事件。在预定时间量内观察到阈值数量的过流事件之后，或在每个通电循环连续观察到阈值数量的过流事件之后，故障计数器224通过或门206使SR锁存器202的复位输入生效。
开关238受到DRV信号114的控制，以在MOSFET 112接通时将IOCP234耦接到积分节点232。开关240具有不同控制方案，它在电流流经次级绕组108时闭合。开关240在切断MOSFET 112时闭合，以将跨导电流242耦接到积分节点232，这是由于当切断MOSFET 112时，电流开始经过次级绕组108流到VOUT节点124。在CCM中，开关240在再次接通MOSFET 112时断开，这是由于流经初级绕组106的上升电流反向偏置二极管130，并且基本上使流经次级绕组108的电流停止。在DCM中，当变压器105中的磁能基本上放电到次级侧104时，即使MOSFET112未立即切换回接通，流经次级绕组108的电流也会停止。在DCM中，控制器120使用ZCD输入200确定何时基本上零电流流经次级绕组108，并且在ZCD节点200生效时断开开关240。
开关240受到SR锁存器252的Q输出的控制。SR锁存器252的置位输入由脉冲发生器254在DRV信号114的下降沿处生效。脉冲发生器254是上升沿脉冲发生器，其在脉冲发生器的输入从逻辑0转变为逻辑1时使输出短暂生效。在切断MOSFET 112时DRV信号114发生下降沿，并且反相器255将DRV信号114的下降沿转换为上升沿输入到脉冲发生器254。在控制信号114的下降沿，脉冲发生器254输出脉冲到SR锁存器252的置位输入，从而闭合开关240。在其他实施方案中，下降沿脉冲发生器用于脉冲发生器254，而不用反相器255。
SR锁存器252的复位输入耦接到脉冲发生器260的输出。脉冲发生器260与脉冲发生器254相似，并且在或门262的输出的上升转变之后短暂输出逻辑1值。或门262具有两个输入，任一者在上升沿都使SR锁存器252复位。在CCM模式中，当接通MOSFET 112时，或门262的第一输入处的DRV信号114的上升沿使SR锁存器252复位。当接通MOSFET 112时，流经次级绕组108的电流基本上停止，因此跨导电流242与积分节点232断开连接而停止对次级电流积分。
在DCM中，当变压器105近乎完全放电到次级侧104时，流经次级绕组108的电流基本上停止。当达到流经次级绕组108的零电流阈值时，ZCD输入200降至低于接地节点113的电压电势。通过比较器264将ZCD输入200与接地电压进行比较，当次级绕组108和二极管130基本上停止传导电流时，该比较器输出逻辑1值。在DCM中，当流经次级绕组108的电流基本上停止时，即使MOSFET 112尚未接通，ZCD输入200也使SR锁存器252复位。在CCM中，当接通MOSFET 112时，使SR锁存器252复位。或门262允许CCM或DCM适当操作，而不需要重新配置控制器120。在MOSFET 112的接通时间期间，开关266使ZCD节点200与比较器264断开连接，以降低杂散ZCD检测的可能性。
脉冲发生器270通过反相器271耦接到SR锁存器252的Q输出。脉冲发生器270与脉冲发生器254和260相似，并且在每次使SR锁存器252复位(即在SR锁存器252的Q输出的下降沿处)时短暂接通开关272。脉冲发生器270在输入信号的上升沿上产生脉冲，并且反相器271将SR锁存器252的Q输出的下降沿转换为脉冲发生器270的输入处的上升沿。在其他实施方案中，脉冲发生器270是下降沿脉冲发生器并且在没有反相器271的情况下使用。在每个通电循环开始时，脉冲发生器270闭合开关272，将CINT 230连接到VREF 250。当开关240断开且开关238闭合以开始对IOCP234积分时，通过脉冲发生器270短暂闭合开关272，使积分节点232处的电压电势复位为VREF 250。当接通MOSFET 112时，IOCP 234使积分节点232的电压电势上升到高于VREF 250一定量，由此设定阈值。跨导电流242在次级绕组108导通时降低电压。如果跨导电流242将积分节点232的电压电势从由IOCP 234设定的阈值降低到低于VREF250，则检测到过流状况，并且比较器222使向故障计数器224的输出生效。如果SMPS 100的输出电流在可接受限值内，则跨导电流242所处的幅值将不足以将CINT 230完全放电回到VREF 250的电压电势，并且比较器222的输出将不生效。在任一情况下，开关272闭合以开始下一通电循环，以使得积分节点232将从VREF 250的电压电势开始。
图6a-图6b示出了积分器220以DCM操作的控制器120。时间示于横轴或X轴上，并且电压、电流或逻辑值示于纵轴或Y轴上。图6a示出了在容许电流参数内操作的SMPS 100，并且图6b示出了超过设定电流限值的SMPS 100。在时间1时，新通电循环从DRV信号114上的正转变开始，从而接通MOSFET 112。MOSFET 112接通，这会使电流开始流经初级绕组106并闭合开关238。流经初级绕组106的电流开始时大约为0，并大致线性增加到时间2时的IPEAK,P。
同时，随着IOCP 234对CINT 230充电，积分节点232的电压电势升高。积分节点232的电压电势从时间1时的VREF升高到时间2时的阈值电压VTH。VTH的值由IOCP 234的幅值决定。IOCP 234幅值越大，使得VTH越大，且SMPS 100的电流限值越高。在时间2时，因比较器210确定CS节点119已超过FB节点160，而使DRV信号114转变为低，并且MOSFET 112被切断。由于通过MOSFET 112的电阻增大，流经初级绕组106的电流基本上停止，并且变压器105通过流经次级绕组108的电流增加而开始放电。DRV节点114在时间2时的负转变断开开关238以使IOCP234与积分节点232断开连接，并且触发脉冲发生器254以使SR锁存器252置位并闭合开关240。
在时间2时，开关240将跨导电流242连接到积分节点232，以开始将CINT 230放电到接地节点113。跨导电流242的幅值及因此CINT 230的放电速率受到CS节点119的平均电压电势的控制。CS节点119的电压根据方程2与输出电流相关联，因此CINT 230的放电速率大致与SMPS 100的输出电流成比例。当变压器105中的能量放电时，流经次级绕组108的电流从时间2到时间3大致线性地下降。与此同时，通过跨导电流242使CINT 230放电，使积分节点232处的电压电势大致线性地降低。SMPS 100以DCM操作，并且在流经次级绕组108的电流降至大约零的时间3时，变压器105大致完全放电到次级侧104。
当流经次级绕组108的电流在时间3时变为大约零时，ZCD信号200通过比较器264和或门262触发脉冲发生器260，以使SR锁存器252复位。SR锁存器252的Q输出从高转变为低，从而断开开关240以停止通过跨导电流242使CINT 230放电。在图6a中，SMPS 100的电流输出相对较低，并且在次级绕组108的导通周期期间，跨导电流242未将CINT 230完全放电回到VREF 250。比较器222从未使向故障计数器224的输出生效，因为积分节点232从未降至低于VREF 250。
另一方面，在图6b中，SMPS 100正经历显著更重的负载。在图6b中，跨导电流242具有更高幅值，因为更重的负载导致CS节点119的更高平均电压电势。与图6a中相比，在图6b中积分节点232的电压电势在时间2与时间3之间以更高的变化速率下降，这是由于使CINT230放电的跨导电流242有更大幅值。图6a中更轻的负载使得积分节点232的电压电势从未降至低于VREF 250，而图6b中更重的负载使积分节点232在时间2a时降至低于VREF 250。在图6b中，比较器222在时间2a时使向故障计数器224的输出生效，并且故障计数器224对过流状况进行计数。如果比较器222在时间2a时使传至故障计数器224的故障信号生效是检测到的第一次过流状况，则故障计数器224可启动定时器以确定是否在定时器超时之前接着观察到特定数量的脉冲。
在图6a和图6b两者中，流经次级绕组108的电流在时间3时基本上停止，并且使SR锁存器252复位的ZCD触发脉冲发生器270。脉冲发生器270短暂闭合开关272，并使积分节点232的电压电势复位到VREF 250。当初级绕组106和次级绕组108均不导通时，开关238和240两者都断开。积分节点232从时间3起一直保持处于VREF 250的电压电势，直到时间4，当MOSFET 112再次接通并且循环重新开始时。流经初级绕组106的电流在时间4时开始从大约零增加，并且积分节点232开始从大约VREF250增加。
积分节点232的电压电势在时间2、时间5和时间8时达到峰值为VTH的电压电势，其是IOCP 234幅值的函数。在每个通电循环，积分节点232的峰值达到基本上相同的VTH电压电势。另一方面，积分节点232的电压电势在每个通电循环下降的量可基于SMPS 100的输出电流幅值而变化。如果SMPS 100的输出电流超过由IOCP 234设定的阈值，则CS节点119的平均电压电势将高到足以在次级电流在时间3、时间6和时间9时基本上停止的时间之前，使积分节点232降至低于VREF 250的电压电势。如果SMPS 100的输出电流低于所需阈值，则CS节点119的电压电势将较低且不足以在次级绕组108的导通时间内使CINT 230完全放电回到VREF250。
图7a和图7b示出了在CCM操作下积分器220的操作。从时间1到时间2，MOSFET 112由DRV信号114接通。由于变压器105中保留有磁能，流经初级绕组106的电流在时间1时从零快速上升至IVALLEY,P。当MOSFET 112接通时，流经初级绕组106的电流从时间1时的IVALLEY,P上升至时间2时的IPEAK,P。同时，DRV信号114的上升沿触发脉冲发生器260以使SR锁存器252复位，从而短暂闭合开关272以使积分节点232复位到VREF 250，并且断开开关240以使跨导电流242与积分节点232断开连接。DRV信号114为高，使得开关238闭合以将IOCP 234耦接到积分节点232。
IOCP 234从时间1到时间2对CINT 230充电，并且积分节点232处的电压电势从时间1时的VREF上升到时间2时的VTH。在时间2时达到的电压VTH设定SMPS 100输出电流的阈值。DRV信号114在时间2时切断MOSFET 112，从而基本上停止流经初级绕组106的电流。由于存储于变压器105中的磁能放电到次级侧104，流经次级绕组108的电流快速上升至时间2时的IPEAK,S。由于变压器105中的能量减少，次级电流从时间2时的IPEAK,S大致线性地下降至时间4时的IVALLEY,S。
DRV信号114在次级绕组108导通时断开，使得开关238断开以使IOCP 234断开连接，并且时间2时的负转变将跨导电流242连接到积分节点232。因此，当从时间2到时间4，变压器105中的能量在减少并且流经次级绕组108的电流在下降时，CINT 230通过跨导电流242以与SMPS 100的输出电流成比例的速率放电到接地节点113。该循环在时间4时重新开始，此时升高的DRV信号114基本上停止流经次级绕组108的电流，将积分节点232复位到VREF 250，断开开关240以使跨导电流242断开连接，并且闭合开关238以开始通过IOCP 234对CINT 230充电。
与DCM一样，图7a-图7b中的CS节点119的平均电压电势及因此跨导电流242的幅值与输出电流成比例。从时间2到时间4，积分节点232将下降到特定电压电势，具体取决于跨导电流242的幅值。在图7a中，输出电流低于所需限值，并且CS节点119的对应平均电压电势设定跨导电流242，使得CINT 230不完全放电回到VREF 250的电压电势。当在时间4时DRV信号114接通MOSFET 112而使通电循环重新开始时，积分节点232保持高于VREF 250，并且比较器222不使传至故障计数器224的误差信号生效。
另一方面，图7b中较高幅值的输出电流使得平均CS节点119值足以从时间3A开始使CINT 230放电到低于VREF 250。在时间3A时积分节点232降至低于VREF 250，使得比较器222使传至故障计数器224的误差信号生效。故障计数器224使计数器递增或递减，并且在一些实施方案中启动定时器。该循环在时间4时再次开始，其中DRV信号114闭合开关238，并且脉冲发生器260将积分节点232复位到VREF 250并断开开关240。与时间2一样，在时间5时，积分节点232上升至VTH，这对于每个通电循环是相似的。
当次级绕组108导通时，CINT 230从时间5到时间7再次放电。在图7a中，当通电循环在时间7时结束时，SMPS 100的输出电流保持在可接受限值内，并且积分节点232再次保持高于VREF 250。在图7b中，SMPS 100的输出电流保持处于过流状况，并且积分节点232放电到低于VREF 250，以使从比较器222传至故障计数器224的误差信号生效。如果SMPS 100输出电流增加，并且由LPF 246输出的CS节点119的平均电压电势充分改变，则图7a可进入如图7b所示的过流状况。如果图7b中的负载降低到所需阈值内，则积分节点232不会在后续通电循环中降至低于VREF 250。如果故障计数器224在指定时间周期内检测到阈值数量的过流状况，或如果故障计数器224在阈值数量的通电循环内连续检测到过流状况，则故障计数器224通过永久或暂时使SR锁存器202的复位输入生效而禁用MOSFET 112的切换。
具有双斜率积分器220的控制器120从初级侧102提供SMPS 100的电流限值，其对于一系列输出电压基本上恒定。通过对CINT 230充电而将参考电流对MOSFET 112的接通时间积分以设定阈值，然后通过使CINT 230放电而将CS节点119的平均电压电势对CCM中MOSFET 112的断开时间积分或对DCM中的消磁时间积分，以确定输出电流是否高于阈值。通过比较器222将积分节点232的最终电压电势与VREF 250进行比较来评估过流状态。当CINT230放电到低于VREF 250(其是积分器初始条件)时，过流状况被比较器222检测到并传送到故障计数器224。
控制器120基于方程3中的不等式来确定是否存在过流状况，这由比较器222评估。
方程(3)：IOCP234·TON＞TOFF·VCS，AVG·GM
方程3的左侧表示IOCP 234对MOSFET 112的接通时间的积分。由于IOCP 234是相对恒定的幅值，该积分被简化为电流乘以时间。方程3的右侧表示CS节点119的平均电压电势(VCS,AVG)对MOSFET 112的断开时间的积分。在DCM中，用消磁时间TDEM代替TOFF。GM是跨导放大器244的增益，其基于VCS,AVG来确定使电容器CINT 230放电的电流的幅值。只要方程3的不等式评估为真，SMPS 100的实际输出电流就在所需的最大输出电流幅值内。如果VCS,AVG对MOSFET 112的断开时间或DCM中的消磁时间的积分大于IOCP 234对MOSFET 112的接通时间的积分，则该不等式变为假并且比较器222识别过流状况。
以下方程4给出了用于所需的最大输出电流的IOCP 234的幅值。在方程4中，IOUT,MAX是SMPS 100的所需的最大输出电流，n是变压器105的匝数比，R118是电阻器118的电阻值，并且GM是跨导放大器244的增益。
方程(4)：IOCP234＝(IOUT，MAX·n)/(R118·GM)
使用方程4设定IOCP 234的电流幅值允许在一定输出电压范围内将SMPS 100的输出电流准确限制到相对恒定的值。
初级侧控制器120使用双斜率积分器220来评估从次级侧104流到负载的输出电流。该积分允许输出电流限值基本独立于DCM或CCM任一的输出电压而保持恒定。即使在SMPS 100操作时输出电压发生改变，具有积分器220的控制器120也保持基本上恒定的输出电流限值。在MOSFET 112的接通时间期间，对参考值积分。在CCM中的断开时间或DCM中的消磁时间期间，对感测到的次级电流积分。次级电流与在CS节点119处感测到的初级电流成比例，这允许在不进行次级侧感测的情况下评估输出电流。LPF 246生成与CS节点119的平均电压电势成比例的信号。跨导放大器244生成流经跨导电流242的电流，以使电容器CINT 230以与输出电流成比例的速率放电。
如果所感测的电流积分得到大于参考值积分的值，则检测到过流状况。通过以下方式进行比较：使用积分电容器CINT 230在公共电路节点(即积分节点232)上以相反方向对参考信号和电流感测信号积分。如果电流感测积分使积分节点232返回到积分节点的开始电压电势，则电流感测信号的积分结果大于参考信号的积分结果。因此过流状况被比较器222检测到，并且脉冲被输出到故障计数器224。
图5中的积分器220以电流模式操作。IOCP 234和跨导电流242的幅值是对电容器充电和放电以执行积分的电流源。图8示出了可用于代替积分器220的积分器300，其以电压模式操作。通过运算放大器310将参考电压源VOCP 304对MOSFET 112的接通时间积分以设定阈值。通过由电容器312和电阻器314组成的反馈网络，将运算放大器310配置为积分器。电阻器314耦接在积分输入节点316与运算放大器310的反相输入之间。
积分输入节点316处的电压电势控制由运算放大器310输出的电压电势的移动。如果积分输入节点316处的电压电势大于运算放大器310的非反相输入处的电压电势(即，VREF250)，则运算放大器310的输出以与积分输入节点316和VREF 250之间的差值成比例的速率降低。如果积分输入节点316处的电压电势低于VREF 250，则运算放大器310的输出电压电势以与积分输入节点316和VREF 250之间的差值成比例的速率升高。
与图5中一样，图8中的LPF 246输出与CS节点119的平均电压电势成比例的信号。与图5中一样，SR锁存器252由脉冲发生器254置位并由脉冲发生器260复位。与图5中一样，SR锁存器252的Q输出的下降沿触发脉冲发生器270。与图5中一样，比较器222的输出路由到故障计数器224。积分器300将VOCP 304对MOSFET 112的接通时间积分，并且将LPF 246的输出电压电势对MOSFET 112的断开时间或变压器105的消磁时间积分。积分器300评估方程5的不等式，对其评估以确定是否存在过流状况。
方程(5)：VOCP·TON＞TOFF·VCS，AVG
方程5示出了如果对MOSFET 112的接通时间积分的VOCP 304大于对MOSFET 112的断开时间积分的CS节点119的电压电势，则操作在电流限值内。与用于电流模式积分器220的方程3一样，当使用DCM时，将TOFF替换为方程5中的TDEM。
与图5中的电流模式积分器220一样，开关238受到传至MOSFET 112栅极端的控制信号114的控制。开关238在MOSFET 112接通时闭合，以将VOCP 304耦接到积分输入节点316。VOCP 304通过VREF 250耦接到接地节点113，这使得积分输入节点316的电压电势低于VREF250的电压电势达VOCP 304的幅值。让VOCP 304镜像映射到VREF 250，使得积分输入节点316在MOSFET 112的接通时间期间低于VREF 250，并且运算放大器310的输出电压电势以与VOCP304成比例的速率稳定上升。
当MOSFET 112切断时，开关238断开并且运算放大器310的输出通过与VOCP 304相连而停止上升。在MOSFET 112的接通时间内VOCP 304与积分输入节点316的连接使运算放大器310评估方程5的左侧。当MOSFET 112切断时，由运算放大器310输出的电压电势与对MOSFET 112的接通时间积分的VOCP 304成比例。
当MOSFET 112断开时，开关238断开，并且开关240闭合以将LPF 246的输出耦接到积分输入节点316。LPF 246输出大致与CS节点119的平均电压电势成比例的电压电势。引入电平移位320以使LPF 246的输出移位VREF 250。电平移位320并不在接地电势用于VREF 250的所有实施方案中使用。当MOSFET 112断开时，且直到ZCD信号200指示流经次级绕组108的电流已在DCM中基本上停止为止，开关240闭合以将LPF 246的输出耦接到积分输入节点316。积分输入节点316的电压电势包括超过VREF 250达与SMPS 100的输出电流成比例的量的电压电势。由运算放大器310输出的电压电势以大致与SMPS 100的输出电流成比例的速率稳定下降。
当开关240闭合且运算放大器310的输出下降时，积分器300评估方程5的右侧，即，断开时间或消磁时间内的VCS,AVG。如果MOSFET 112的断开时间内的CS节点119的平均电压电势足够大，使得运算放大器310的输出降至低于VREF 250(其是VOCP设定阈值之前的初始值)，则比较器222向故障计数器224的输出以脉冲方式发送以指示过流状况。在每个通电循环开始时，由于MOSFET 112接通，脉冲发生器270短暂闭合开关272以通过运算放大器310的虚拟接地使运算放大器310的输出复位到VREF250。
图8中的积分器300以与图5中的积分器220相似的方式操作，不同的是积分的是电压而非电流。如以下方程6中规定的那样设定VOCP的值以强制执行所需的输出电流限值。
方程(6)：VOCP＝IOUT，MAX·(R118/n)
在方程6中，IOUT,MAX是SMPS 100的所需的最大输出电流，R118是用于电流感测的电阻器118的电阻值，并且n是变压器105的匝数比。由方程5设定VOCP 304，这允许对SMPS 100设定电流限值，使其在宽泛范围的输出电压电势内基本上恒定。
在图9中，示出了数字模式积分器350。积分器350使用数字电路评估在MOSFET 112的接通时间和断开时间内的积分。VOCP寄存器352存储设定电流限值的数字值。接通时间定时器356测量MOSFET 112的接通时间，并且将表示接通时间的数字值输出到倍增器360。倍增器360通过以下方式评估方程4的左侧：读取VOCP寄存器352的值，并乘以从TON定时器356读取的TON值。倍增器360将表示对MOSFET 112的接通时间积分的VOCP 352的数字值输出到存储器单元或寄存器364。LPF 246的输出连接到模数(A/D)转换器372的输入，而非连接到如图5中的跨导放大器244，但LPF 246的输入相似地耦接到CS节点119，以使得LPF 246生成与CS节点119的平均值成比例的模拟信号。模数转换器372输出表示LPF 246的输出的数字值。
由模数转换器372输出的数字值表示CS节点119处的平均电压电势，并且与SMPS100的输出电流成比例。断开时间定时器376输出的数字值表示次级绕组108传导电流的时间量，即Toff或Tdem。当MOSFET 112切断时，由脉冲发生器254启动TOFF定时器376。当MOSFET112接通或ZCD信号200指示次级绕组108的导通周期已完成时，由脉冲发生器260停止TOFF定时器376。脉冲发生器254和260在图9中以与图5中相似的方式进行控制，即由DRV节点114和ZCD节点200控制。在其他实施方案中，使用SR锁存器252并且耦接SR锁存器的Q输出以启动和停止TOFF定时器376。倍增器380将数字值输出到存储器单元384，该数字值等于由模数转换器372输出的数字值表示的LPF 246的输出乘以由TOFF定时器376输出的数字值表示的断开时间或消磁时间。
比较器390是将存储器单元384与存储器单元364进行比较的数字比较器，前一存储器单元包含CS节点119对TOFF或TDEM积分的结果，后一存储器单元包含VOCP 352对TON积分的结果。在一个实施方案中，比较器390是能够比较两个数字值的组合逻辑。在其他实施方案中，比较器390表示执行算术逻辑单元以比较两个寄存器值的指令。如果存储器单元384与存储器单元364之间的比较指示过流状况，则比较器390使传至故障计数器224的数字控制信号生效。与比较器222相似，比较器390的输出可为低态有效信号或高态有效信号。
故障计数器224在每个示出的实施方案中相似地操作，因为与图9中的比较器390一样，图5和图8中的比较器222在检测到过流状况时输出数字脉冲。故障计数器224测量比较器390随时间推移所输出的脉冲数，并且如果在预定时间量内接收到阈值数量的过流脉冲，则通过使传至SR锁存器202的复位输入的信号生效，而终止MOSFET 112的切换。在其他实施方案中，故障计数器224基于比较器390连续触发过流计算的阈值数量的通电循环，而终止MOSFET 112的切换。
图10示出了在LPF 246的输出处使用的采样保持电路400。采样保持电路400在任何上文所示实施方案中用来对LPF 246的输出采样并保持通电循环的值。在图9所示的数字模式中，采样保持电路400可集成到模数转换器372的功能中。采样保持电路400允许LPF246设计成具有较短时间常数，以减小LPF 246在控制器120的硅片上的物理尺寸。有关CS节点119的平均电压电势的信息存储于采样保持电路400中并在每个通电循环更新。
虽然已详细示出并描述了一个或多个实施方案，但技术人员将认识到，在不脱离本公开的范围的情况下，可对这些实施方案作出修改和变更。
在第一实施方案中，一种生成电压信号的方法，包括以下步骤：将参考值对第一时间周期积分，将第二值对第二时间周期积分，以及如果所述第二值的所述积分的结果超过所述参考值的所述积分的结果，则使故障信号生效。
在第二实施方案中，所述第一实施方案的所述方法，其中对所述参考值积分包括使电路节点的电压电势以与所述参考值成比例的第一速率升高。
在第三实施方案中，所述第二实施方案的所述方法，其中对所述第二值积分包括使所述电路节点的所述电压电势以与所述第二值成比例的第二速率降低。
在第四实施方案中，所述第三实施方案的所述方法，还包括如果所述电路节点的所述电压电势降至低于参考电压电势，则使所述电路节点的所述电压电势复位到所述参考电压电势，并且使所述故障信号生效。
在第五实施方案中，所述第一实施方案的所述方法，其中对所述参考值积分包括将电压源耦接到运算放大器。
在第六实施方案中，所述第一实施方案的所述方法，其中对所述参考值积分包括将电流源耦接到电容器。
在第七实施方案中，所述第一实施方案的所述方法，还包括通过乘以数字值来对所述参考值积分。
在第八实施方案中，一种生成电压信号的方法，该方法包括以下步骤：提供电源转换电路，将参考信号对第一时间周期积分，生成大致与电源转换电路的输出电流成比例的第二信号，将第二信号对第二时间周期积分，以及将参考信号的积分的第一结果与第二信号的积分的第二结果进行比较。
在第九实施方案中，所述第八实施方案的所述方法，其中参考信号是电压源，将参考信号积分由运算放大器执行。
在第十实施方案中，一种用于电源转换电路的包括积分器和驱动输出的控制器。参考值被配置为在驱动输出生效时控制积分器。电流感测输入被配置为在驱动输出解除生效时控制积分器。
在第十一实施方案中，所述第十实施方案的所述方法，还包括耦接在所述电流感测输入与所述积分器的输入之间的低通滤波器(LPF)。
在第十二实施方案中，所述第十一实施方案的所述方法，还包括耦接在低通滤波器(LPF)和积分器之间的采样保持电路。

Claims (10)

1.一种生成电压信号的方法，包括：
提供电源转换电路；
在第一时间周期上对参考信号积分；
生成大致与所述电源转换电路的输出电流成比例的第二信号；
在第二时间周期上对所述第二信号积分；以及
将所述参考信号的积分的第一结果与所述第二信号的积分的第二结果进行比较。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括如果所述第二结果大于所述第一结果，则使故障信号生效。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述参考信号是电流源，并且对所述参考信号积分包括：使用所述电流源对电容器充电。
4.根据权利要求3所述的方法，其中生成所述第二信号包括：提供跨导放大器，并且对所述第二信号积分包括：使用所述跨导放大器使所述电容器放电。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述参考信号包括数字值，并且生成所述第二信号由模数转换器执行。
6.一种用于电源转换电路的控制器，包括：
积分器；
驱动输出；
参考值，所述参考值被配置为在所述驱动输出生效时控制所述积分器；以及
电流感测输入，所述电流感测输入被配置为在所述驱动输出解除生效时控制所述积分器。
7.根据权利要求6所述的控制器，还包括：耦接在所述电流感测输入与所述积分器的输入之间的低通滤波器。
8.根据权利要求7所述的控制器，其中所述积分器包括运算放大器，所述运算放大器耦接到所述低通滤波器。
9.根据权利要求6所述的控制器，其中所述积分器包括：
电容器；以及
跨导放大器，所述跨导放大器包括耦接到所述电容器的输出以及所述跨导放大器的耦接到所述电流感测输入的输入。
10.根据权利要求6所述的控制器，还包括：包含所述参考值的数字寄存器。
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