CN107210987A

CN107210987A - 在无线通信***中用于多用户发送和接收的方法及其装置

Info

Publication number: CN107210987A
Application number: CN201580075364.9A
Authority: CN
Inventors: 朴恩成; 李旭峰; 赵汉奎
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2015-02-04
Filing date: 2015-11-30
Publication date: 2017-09-26
Anticipated expiration: 2035-11-30
Also published as: US20200044798A1; EP3255857B1; US11368269B2; KR20170118102A; EP3255857A1; EP3255857A4; CN107210987B; KR20230039777A; KR102603802B1; KR102511524B1; US10439780B2; US11671219B2; US20220311562A1; US20170373808A1; WO2016125998A1; JP2018509816A; JP6753858B2

Abstract

公开了一种在无线通信***中用于多用户发送和接收的方法及其装置。更具体地，一种在无线通信***中由站(STA)装置执行多用户(MU)传输的方法包括以下步骤：根据MU传输带宽在频域中生成高效‑长训练字段(HE‑LTF)序列；以及发送包括HE‑LTF序列所映射至的一个或更多个符号的物理协议数据单元(PPDU)，其中，可通过按照预定序列将P矩阵的一行与P矩阵的行的长度单元相乘来生成HE‑LTF序列。

Description

在无线通信***中用于多用户发送和接收的方法及其装置

技术领域

本发明涉及无线通信***，更具体地，涉及一种用于上行链路和下行链路多用户发送和接收的方法以及支持该方法的设备。

背景技术

Wi-Fi是使得装置能够在2.4GHz、5GHz或60GHz的频带中访问互联网的无线局域网(WLAN)技术。

WLAN基于电气和电子工程师协会(IEEE)802.11标准。IEEE 802.11的无线下一代常设委员会(WNG SC)是在中长期内关心下一代无线局域网(WLAN)的特设委员会。

IEEE 802.11n的目的在于增加网络的速度和可靠性并且延伸无线网络的覆盖范围。更具体地，IEEE 802.11n支持提供600Mbps的最大数据速率的高吞吐量(HT)。另外，为了使传输错误最小化并优化数据速率，IEEE 802.11n基于在发送单元和接收单元的两端均使用多个天线的多输入和多输出(MIMO)技术。

随着WLAN开始普及并且使用WLAN的应用多样化，在支持甚高吞吐量(VHT)的下一代WLAN***中，已重新制定了IEEE 802.11ac作为IEEE 802.11n WLAN***的下一版本。IEEE 802.11ac通过80MHz带宽传输和/或更高的带宽传输(例如，160MHz)支持1Gbps或以上的数据速率，并且主要在5GHz频带内操作。

近来，对支持比IEEE 802.11ac所支持的数据速率更高的吞吐量的新WLAN***的需要涌现。

主要在称为所谓的IEEE 802.11ax或高效(HEW)WLAN的下一代WLAN任务组中讨论的IEEE 802.11ax的范围包括：1)2.4GHz、5GHz等的频带中的802.11物理(PHY)层和介质访问控制(MAC)层的改进、2)频谱效率和区域吞吐量的改进、3)实际室内和室外环境(例如，存在干扰源的环境、密集异构网络环境以及存在高用户负载的环境)中的性能的改进等。

IEEE 802.11ax中主要考虑的场景是存在许多接入点(AP)和许多站(STA)的密集环境。在IEEE 802.11ax中，在这种情况下讨论频谱效率和区域吞吐量的改进。更具体地，除了室内环境之外，关注在现有WLAN中没有太多考虑的室外环境中的显著性能改进。

在IEEE 802.11ax中，非常关注诸如无线办公室、智能家庭、体育场、热点和建筑/公寓的场景。基于对应场景来讨论存在许多AP和许多STA的密集环境中的***性能的改进。

在未来，IEEE 802.11ax中预期将积极地讨论交叠基本服务集(OBSS)环境中的***性能的改进、室外环境的改进、蜂窝卸载等，而非单个基本服务集(BSS)中的单链路性能改进。这种IEEE 802.11ax的方向性意味着下一代WLAN将具有逐渐与移动通信相似的技术范围。近来，当考虑在小小区和直接对直接(D2D)通信覆盖范围中讨论移动通信和WLAN技术的情形时，预期基于IEEE 802.11ax的下一代WLAN和移动通信的技术和商业融合将更加活跃。

发明内容

技术问题

在下一代WLAN***中，考虑上行链路多用户多输入多输出(MIMO)传输的支持。在这种情况下，对通过在长训练字段(LTF)中应用信道估计和现有导频方法二者来针对各个用户测量不同的载波频率偏移(CFO)存在限制。

因此，本发明的实施方式在于提出一种为多用户传输配置高效(HE)-LTF的方法。

本发明的另一实施方式在于提出一种在多用户传输中除了信道估计之外还测量CFO的方法。

本发明的目的不限于上述技术目的，本领域技术人员可从下面的描述理解本文中没有提及的其它技术目的。

技术方案

根据本发明的一方面，一种在无线通信***中由站(STA)设备执行多用户(MU)传输的方法包括以下步骤：在频域中根据MU传输带宽生成高效-长训练字段(HE-LTF)序列；以及发送包括HE-LTF序列所映射至的一个或更多个符号的物理协议数据单元(PPDU)。HE-LTF序列可通过以P矩阵的一行的长度为单位将预定义的序列与P矩阵的一行相乘来生成。

根据本发明的另一方面，一种在无线通信***中执行多用户(MU)传输的站(STA)设备包括被配置为发送或接收无线电信号的射频(RF)单元以及被配置为控制所述RF单元的处理器。所述处理器可被配置为在频域中根据MU传输带宽生成高效-长训练字段(HE-LTF)序列，并且发送包括HE-LTF序列所映射至的一个或更多个符号的物理协议数据单元(PPDU)。HE-LTF序列可通过以P矩阵的一行的长度为单位将预定义的序列与P矩阵的一行相乘来生成。

根据本发明的另一方面，一种在无线通信***中由站(STA)设备接收多用户(MU)传输的方法包括以下步骤：从所接收的信号将高效-长训练字段(HE-LTF)序列和应用于所述HE-LTF序列的P矩阵的一行解扰；基于发送所述信号的符号之间的相位差来估计载波频率偏移(CFO)；以及利用所估计的CFO的值来估计发送所述信号的各个符号的信道。可在假设与P矩阵的一行的长度对应的子载波具有相同的信道的情况下估计CFO。

根据本发明的另一方面，一种在无线通信***中接收多用户(MU)传输的设备包括被配置为发送或接收无线电信号的射频(RF)单元以及被配置为控制所述RF单元的处理器。所述处理器可被配置为从所接收的信号将高效-长训练字段(HE-LTF)序列和应用于所述HE-LTF序列的P矩阵的一行解扰，基于发送所述信号的符号之间的相位差来估计载波频率偏移(CFO)，并且利用所估计的CFO的值来估计发送所述信号的各个符号的信道。可在假设与P矩阵的一行的长度对应的子载波具有相同的信道的情况下估计CFO。

如果存在通过将预定义的序列除以P矩阵的一行的长度而获得的剩余序列，则P矩阵的一行的矩阵元素可被循环移位，并且剩余序列可与矩阵元素相乘。

该方法还可包括以下步骤：将P矩阵的一行应用于所述一个或更多个HE-LTF符号。

P矩阵的长度可被固定为8，而不管为MU传输分配的时空流的数量如何。

P矩阵的长度可具有2、4和8中的一个或更多个的组合。

所述方法可以与P矩阵的一行相乘的音为单位用于载波频率偏移和信道估计。

所述方法可以按照具有特定音间隔的音为单位用于载波频率偏移和信道估计，而不管以与P矩阵的一行相乘的音为单位。

如果存在通过将预定义的序列除以P矩阵的一行的长度而获得的剩余序列，则剩余序列可不与P矩阵的一行相乘。

如果存在通过将预定义的序列除以P矩阵的一行的长度而获得的剩余序列，则剩余序列可与适合于剩余序列的长度的P矩阵的一行相乘。

针对MU传输带宽内的各个组，用于HE-LTF序列的映射的音可被分类并分配。

在HE-LTF符号当中的数量与组内的STA的数量对应的符号之后，用于HE-LTF序列的映射的音可被不同地分配。

有益效果

根据本发明的实施方式，可在无线通信***中平滑地执行上行链路/下行链路多用户传输。

另外，根据本发明的实施方式，在无线通信***中基于HE-LTF除了信道估计之外甚至可测量CFO。

本发明的技术效果不限于上述技术效果，本领域技术人员可从下面的描述理解本文中没有提及的其它技术效果。

附图说明

本文中包括附图作为说明书的一部分以帮助理解本发明，附图提供本发明的实施方式并与下面的说明一起描述本发明的技术特征。

图1是示出可应用本发明的IEEE 802.11***的示例的示图。

图2是举例说明可应用本发明的IEEE 802.11***中的层架构的结构的示图。

图3举例说明可应用本发明的无线通信***的非HT格式PPDU和HT格式PPDU。

图4举例说明可应用本发明的无线通信***的VHT格式PPDU。

图5是举例说明可应用本发明的无线通信***中的用于区分PPDU的格式的星座的示图。

图6举例说明可应用本发明的IEEE 802.11***中的MAC帧格式。

图7示出可应用本发明的实施方式的无线通信***中的HT控制字段的HT格式。

图8示出可应用本发明的实施方式的无线通信***中的HT控制字段的VHT格式。

图9是示出可应用本发明的实施方式的无线通信***中的已知链路设置过程的示图。

图10是示出可应用本发明的实施方式的无线通信***中的随机回退周期和帧传输过程的示图。

图11是示出可应用本发明的实施方式的无线通信***中的VHT-LTF的示图。

图12至图15是示出根据本发明的实施方式的高效(HE)格式PPDU的示图。

图16示出根据本发明的实施方式的生成HE-LTF序列的方法。

图17示出根据本发明的实施方式的配置HE-LTF字段的方法。

图18是示出根据本发明的实施方式的CFO估计方法的示图。

图19至图21是示出根据本发明的实施方式的生成HE-LTF序列的方法的示图。

图22是示出根据本发明的实施方式的估计CFO和信道的方法的示图。

图23是示出根据本发明的实施方式的生成HE-LTF序列的方法的示图。

图24是示出根据本发明的实施方式的用于上行链路多用户传输的方法的示图。

图25是示出根据本发明的实施方式的无线设备的框图。

图26是示出根据本发明的实施方式的图25的处理器的详细示图。

具体实施方式

以下，将参照附图描述本发明的优选实施方式。下面将参照附图描述的说明书将描述本发明的示例性实施方式，并且旨在仅描述可实现本发明的实施方式。下面的描述包括具体细节以便提供本发明的完全理解。然而，本领域技术人员将理解，本发明可在没有这些具体细节的情况下具体实现。

在一些情况下，为了防止本发明的技术构思不清楚，公知的结构或装置可被省略，或者可被描绘为集中于结构或装置的核心概念的框图。

下面的描述中所使用的具体术语可被提供以帮助理解本发明。并且，在本发明的技术构思的范围内，所述具体术语可被修改为其它形式。

以下术语可用在诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)和非正交多址(NOMA)的各种无线通信***中。CDMA可利用诸如通用地面无线电接入(UTRA)或CDMA2000的无线电技术来实现。TDMA可利用诸如全球移动通信***(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/增强数据速率GSM演进(EDGE)的无线电技术来实现。OFDMA可利用诸如电气和电子工程师协会(IEEE)802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20或演进UTRA(E-UTRA)的无线电技术来实现。UTRA是通用移动电信***(UMTS)的一部分。第3代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用演进UMTS地面无线电接入(E-UTRA)的演进UMTS(E-UMTS)的一部分，并且它在下行链路中采用OFDMA，在上行链路中采用SC-FDMA。LTE-advanced(LTE-A)是3GPP LTE的演进。

本发明的实施方式可由IEEE 802、3GPP和3GPP2(即，无线电接入***)中的至少一个中所公开的标准文献支持。即，属于本发明的实施方式并且为了清楚地披露本发明的技术精神而没有描述的步骤或部分可由所述文献支持。另外，本文献中所公开的所有术语可由所述标准文献来描述。

为了使描述更清晰，简要描述IEEE 802.11，但是本发明的技术特性不限于此。

一般***

图1是示出可应用本发明的实施方式的IEEE 802.11***的示例的示图。

IEEE 802.11配置可包括多个元件。可提供一种通过元件之间的交互支持高层的透明站(STA)移动性的无线通信***。基本服务集(BSS)可对应于IEEE 802.11***中的基本配置块。

图1示出存在三个BSS BSS 1至BSS 3并且包括两个STA(例如，BSS 1中包括STA1和STA 2，BSS 2中包括STA 3和STA 4，BSS 3中包括STA5和STA6)作为各个BSS的成员。

在图1中，指示BSS的椭圆可被解释为指示包括在对应BSS中的STA维持通信的覆盖区域。这种区域可被称为基本服务区域(BSA)。当STA移至BSA之外时，其无法直接与对应BSA内的其它STA通信。

在IEEE 802.11***中，最基本类型的BSS是独立BSS(IBSS)。例如，IBSS可具有仅包括两个STA的最小形式。另外，图1的具有最简单形式并且省略了其它元件的BSS 3可对应于IBSS的代表性示例。如果STA可彼此直接通信，则可进行这种配置。另外，这种形式的LAN不是预先计划并配置的，而是可在需要时配置。这也可被称为自组织网络。

当STA的电源被关闭或打开，或者STA进入BSS区域或离开BSS区域时，BSS中的STA的成员身份可动态地改变。为了成为BSS的成员，STA可利用同步处理来加入BSS。为了访问基于BSS的配置中的所有服务，STA需要与BSS关联。这种关联可动态地配置，并且可包括分布式***服务(DSS)的使用。

在802.11***中，直接STA至STA的距离可受物理层(PHY)性能约束。在任何情况下，这种距离的限制可能足够了，但是如果需要，可能需要更长距离的STA之间的通信。为了支持扩展的覆盖范围，可配置分布式***(DS)。

DS意指BSS互连的配置。更具体地，BSS可作为包括多个BSS的网络的扩展形式的元件存在，而非如图1中的独立BSS。

DS是逻辑概念，并且可由分布式***介质(DSM)的特性来指定。在IEEE 802.11标准中，无线介质(WM)和分布式***介质(DSM)在逻辑上划分。各个逻辑介质用于不同的目的，并且由不同的元件使用。在IEEE 802.11标准的定义中，这些介质不限于同一介质，也不限于不同的介质。IEEE 802.11***的配置(即，DS配置或另一网络配置)的灵活性可被描述为在于多个介质如上所述逻辑上不同。即，IEEE802.11***配置可按照各种方式来实现，并且对应***配置可由各个实现示例的物理特性独立地指定。

DS可通过提供多个BSS的无缝整合并提供处理通向目的地的地址所需的逻辑服务来支持移动装置。

AP意指允许针对关联的STA通过WM接入DS的实体，并且具有STA功能。BSS与DS之间的数据的移动可通过AP来执行。例如，图1的STA2和STA3中的每一个具有STA的功能并且提供使得关联的STA(例如，STA 1和STA 4)能够接入DS的功能。另外，所有AP基本上对应于STA，因此所有AP是能够被寻址的实体。AP用来在WM上通信的地址以及AP用来在DSM上通信的地址未必需要相同。

从与AP关联的STA之一发送至AP的STA地址的数据可总是由非受控端口接收并且由IEEE 802.1X端口接入实体处理。另外，当受控端口被认证时，可向DS传送传输数据(或帧)。

具有任意大小和复杂度的无线网络可包括DS和BSS。在IEEE 802.11***中，这种方法的网络被称为扩展服务集(ESS)网络。ESS可对应于连接至单个DS的BSS的集合。然而，ESS不包括DS。ESS网络的特征在于它看起来像逻辑链路控制(LLC)层中的IBSS网络。包括在ESS中的STA可彼此通信。移动STA可按照对LLC层透明的方式从一个BSS移至另一BSS(在同一ESS内)。

在IEEE 802.11***中，没有假设图1中的BSS的相对物理位置，以下形式全部是可能的。

更具体地，BSS可部分地交叠(共同用于提供连续的覆盖范围的形式)。另外，BSS可物理上没有连接，并且逻辑上对BSS之间的距离没有限制。另外，BSS可被布置在物理上相同的位置，并且可用于提供冗余。另外，一个(或者一个或更多个)IBSS或ESS网络可物理上存在于与一个或更多个ESS网络相同的空间中。这可对应于自组织网络在存在ESS网络的位置处操作、通过不同的组织配置物理上交叠的IEEE 802.11网络或者在同一位置需要两个或更多个不同的接入和安全策略的ESS网络形式。

在WLAN***中，STA是根据IEEE 802.11的介质访问控制(MAC)/PHY规则操作的设备。STA可包括AP STA和非AP STA，除非STA的功能没有单独地不同于AP的功能。在这种情况下，假设在STA和AP之间执行通信，STA可被解释为非AP STA。在图1的示例中，STA 1、STA 4、STA 5和STA 6对应于非AP STA，STA 2和STA 3对应于AP STA。

非AP STA对应于直接由用户持握的设备，例如膝上型计算机或移动电话。在以下描述中，非AP STA也可被称为无线装置、终端、用户设备(UE)、移动站(MS)、移动终端、无线终端、无线发送/接收单元(WTRU)、网络接口装置、机器型通信(MTC)装置、机器对机器(M2M)装置等。

另外，AP是与其它无线通信领域中的基站(BS)、节点B、演进节点B(eNB)、基站收发器***(BTS)、毫微微BS等对应的概念。

以下，在本说明书中，下行链路(DL)意指从AP至非AP STA的通信。上行链路(UL)意指从非AP STA至AP的通信。在DL中，发送机可以是AP的一部分，接收机可以是非AP STA的一部分。在UL中，发送机可以是非AP STA的一部分，接收机可以是AP的一部分。

图2是示出可应用本发明的实施方式的IEEE 802.11***的层架构的结构的示图。

参照图2，IEEE 802.11***的层架构可包括介质访问控制(MAC)子层/层和物理(PHY)子层/层。

PHY可被分成物理层会聚过程(PLCP)实体和物理介质相关(PMD)示图。在这种情况下，PLCP实体可用于连接MAC和数据帧，PMD实体可用于以无线方式发送或接收两个或更多个STA和数据。

MAC和PHY二者可包括测量实体，其可被分别称为MAC子层管理实体(MLME)和物理子层管理实体(PLME)。管理实体通过层管理功能的操作来提供层管理服务接口。MLME连接至PLME并且可执行MAC的管理操作。同样，PLME连接至MLME并且可执行PHY的管理操作。

为了提供精确的MAC操作，各个STA中可存在站管理实体(SME)。SME是独立于各个层的管理实体，并且从MLME和PLME收集基于层的状态信息或者设定各个层的特定参数的值。SME可代替公共***管理实体执行这种功能，并且可实现标准管理协议。

MLME、PLME和SME可利用各种基于原语的方法来彼此接口连接。更具体地，XX-GET.request原语用于请求管理信息库(MIB)属性的值。如果状态为“SUCCESS”，则XX-GET.confirm原语返回对应MIB属性值。在其它情况下，XX-GET.confirm原语在其状态字段中指示错误并返回该错误。XX-SET.request原语用于请求指定MIB属性被设定为给定值。如果MIB属性意指特定操作，则XX-SET.request原语的请求意指特定操作的执行。另外，如果XX-SET.confirm原语的状态为“SUCCESS”，则这意味着指定的MIB属性被设定为所请求的值。在其它情况下，XX-SET.confirm原语的状态字段指示错误情况。如果MIB属性意指特定操作，则XX-SET.confirm原语可确认已执行对应操作。

PHY通过TXVECTOR、RXVECTOR和PHYCONFIG_VECTOR提供与MAC的接口。TXVECTOR支持针对PHY的各个PPDU的传输参数。PHY利用RXVECTOR来向MAC通知所接收的PPDU参数。通过PHY-TXSTART.request原语将TXVECTOR从MAC传送至PHY。通过PHY-RXSTART.indication原语将RXVECTOR从PHY传送至MAC。

MAC配置PHY的操作，而不管使用PHYCONFIG_VECTOR的帧发送或接收。

下面将要描述各个子层(或层)中的操作。

MAC通过将MAC头和帧校验序列(FCS)附到从高层(例如，LLC)接收的MAC服务数据单元(MSDU)或者MSDU的片段来生成一个或更多个MAC协议数据单元(MPDU)。所生成的MPDU被传送至PHY。

如果使用聚合MSDU(A-MSDU)方案，则多个MSDU可被聚合到单个聚合MSDU(A-MSDU)。可在MAC高层中执行MSDU聚合操作。A-MSDU作为单个MPDU(如果它未被分段的话)被传送至PHY。

PHY通过将包括物理层收发机所需的信息的附加字段附到从MAC接收的物理服务数据单元(PSDU)来生成物理协议数据单元(PPDU)。通过无线电介质来发送PPDU。

PSDU由PHY从MAC接收，并且从MAC将MPDU发送至PHY。因此，PSDU基本上与MPDU相同。

如果使用A-MPDU方案，则多个MPDU(在这种情况下，各个MPDU可承载A-MSDU)可被聚合到单个A-MPDU。可在MAC下层中执行MPDU聚合操作。各种类型的MPDU(例如，QoS数据、确认(ACK)和块ACK)可被聚合到A-MPDU。PHY从MAC作为单个PSDU接收A-MPDU。即，PSDU包括多个MPDU。因此，通过无线电介质在单个PPDU内发送A-MPDU。

物理协议数据单元(PPDU)格式

物理协议数据单元(PPDU)表示物理层中生成的数据块。以下，将基于可应用本发明的IEEE 802.11WLAN***来描述PPDU格式。

图3的(a)举例说明用于支持IEEE 802.11a/g***的非HT格式。非HT PPDU也可被称为传统PPDU。

参照图3的(a)，非HT格式PPDU包括传统格式前导码和数据字段，所述传统格式前导码包括传统(或非HT)短训练字段(L-STF)、传统(或非HT)长训练字段(L-LTF)和传统(或非HT)信号(L-SIG)字段。

L-STF可包括短训练正交频分复用(OFDM)符号。L-STF可用于帧定时获取、自动增益控制(AGC)、分集检测和粗略频率/时间同步。

L-LTF可包括长训练正交频分复用(OFDM)符号。L-LTF可用于精细频率/时间同步和信道估计。

L-SIG字段可用于发送控制信息以用于对数据字段进行解调和解码。L-SIG字段可包括关于数据速率和数据长度的信息。

图3的(b)举例说明支持IEEE 802.11n***和IEEE 802.11a/g***二者的HT混合格式PPDU。

参照图3的(b)，HT混合格式PPDU包括HT格式前导码和数据字段，所述HT格式前导码包括传统格式前导码(包括L-STF、L-LTF和L-SIG字段)、HT信号(HT-SIG)字段、HT短训练字段(HT-STF)和HT长训练字段(HT-LTF)。

由于L-STF、L-LTF和L-SIG字段表示向后兼容的传统字段，所以从L-STF至L-SIG字段的字段与非HT格式相同。即使L-STA接收到HT混合PPDU，L-STA也可通过L-STF、L-LTF和L-SIG字段来解释数据字段。然而，L-LTF还可包括用于信道估计的信息，使得HT-STA接收HT混合PPDU并将L-SIG字段和HT-SIG字段解调。

HT-STA可利用HT-SIG字段意识到传统字段后面的字段是HT混合格式PPDU，并基于此，HT-STA可对数据字段进行解码。

HT-LTF字段可用于信道估计以用于将数据字段解调。由于IEEE 802.11n标准支持单用户多输入和多输出(SU-MIMO)，所以可包括多个HT-LTF字段以用于针对经由多个空间流发送的各个数据字段的信道估计。

HT-LTF字段可包括：数据HT-LTF，其用于针对空间流的信道估计；以及扩展HT-LTF，其另外用于全信道探测。因此，多个HT-LTF的数量可等于或大于发送的空间流的数量。

在HT混合格式PPDU中，首先发送L-STF、L-LTF和L-SIG字段，使得L-STA也接收并获取数据。稍后，发送HT-SIG字段以用于对针对HT-STA发送的数据进行解调和解码。

直至HT-SIG字段，在不执行波束成形的情况下发送字段，使得L-STA和HT-STA接收对应PPDU并获取数据，并且针对稍后发送的HT-STF、HT-LTF和数据字段通过预编码执行无线信号传输。本文中，在发送HT-STF之后发送多个HT-LTF和数据字段，使得通过预编码接收数据的STA可考虑功率通过预编码而变化的部分。

图3的(c)举例说明仅支持IEEE 802.11n***的HT-绿色字段(HT-GF)格式PPDU。

参照图3的(c)，HT-GF格式PPDU包括HT-GF-STF、HT-LTF1、HT-SIG字段、多个HT-LTF2和数据字段。

HT-GF-STF用于帧时间获取和AGC。

HT-LTF1用于信道估计。

HT-SIG字段用于对数据字段进行解调和解码。

HT-LTF2用于信道估计以用于对数据字段进行解调。类似地，由于HT-STA由于使用SU-MIMO而需要用于经由多个空间流发送的各个数据字段的信道估计，所以可包括多个HT-LTF2。

与HT混合PPDU的HT-LTF字段相似，多个HT-LTF2可包括多个数据HT-LTF和多个扩展HT-LTF。

在图3的(a)至图3的(c)中，数据字段是有效载荷，并且可包括服务字段、加扰PSDU字段、尾比特和填充比特。数据字段的所有比特被加扰。

图3的(d)示出包括在数据字段中的服务字段。服务字段具有16比特。16比特分别被指派第0至第15并且顺序地从第0比特开始。第0至第6被设定为0并且用于在接收端内对解扰器进行同步。

为了有效地利用无线电信道，IEEE 802.11ac WLAN***支持多个STA同时接入信道的下行链路多用户多输入多输出(MU-MIMO)方案的传输。根据MU-MIMO传输方案，AP可同时向通过MIMO配对的一个或更多个STA发送分组。

下行链路多用户(DL MU)传输意指AP通过一个或更多个天线通过相同的时间资源向多个非AP STA发送PPDU的技术。

以下，MU PPDU意指利用MU-MIMO技术或OFDMA技术发送一个或更多个STA的一个或更多个PSDU的PPDU。另外，SU PPDU意指仅可用于传送一个PSDU的PPDU或者具有不存在PSDU的格式的PPDU。

对于MU-MIMO传输，发送至STA的控制信息的大小可相对大于基于802.11n的控制信息的大小。支持MU-MIMO另外所需的控制信息的示例可包括指示各个STA所接收的空间流的数量的信息、与发送至各个STA的数据的调制和编码有关的信息等。

因此，当为了同时向多个STA提供数据服务而执行MU-MIMO传输时，所发送的控制信息的大小可随着接收控制信息的STA的数量而增加。

如上所述，为了有效地发送大小增加的控制信息，MU-MIMO传输所需的多个控制信息可通过被分类为所有STA共同所需的公共控制信息以及特定STA分别所需的专用控制信息来发送。

图4举例说明可应用本发明的无线通信***的VHT格式PPDU。

参照图4，VHT格式PPDU包括：传统格式前导码，其包括L-STF、L-LTF和L-SIG字段；VHT格式前导码，其包括VHT信号A(VHT-SIG-A)字段、VHT短训练字段(VHT-STF)、VHT长训练字段(VHT-LTF)和VHT信号B(VHT-SIG-B)字段；以及数据字段。

由于L-STF、L-LTF和L-SIG字段表示向后兼容的传统字段，所以从L-STF至L-SIG字段的字段与非HT格式相同。然而，L-LTF还可包括用于对L-SIG字段和VHT-SIG-A字段进行解调所执行的信道估计的信息。

L-STF、L-LTF、L-SIG字段和VHT-SIG-A字段可以按照20MHz信道为单位重复地发送。例如，当PPDU通过四个20MHz信道(即，80MHz带宽)来发送时，L-STF、L-LTF、L-SIG字段和VHT-SIG-A字段可在每一个20MHz信道中重复地发送。

VHT-STA可利用跟随在传统字段之后的VHT-SIG-A字段知道PPDU是否为VHT格式PPDU，并且基于此，VHT-STA可对数据字段进行解码。

在VHT格式PPDU中，首先发送L-STF、L-LTF和L-SIG字段，使得L-STA也接收并获取数据。稍后，发送VHT-SIG-A字段以用于对针对VHT-STA发送的数据进行解调和解码。

VHT-SIG-A字段是用于以MIMO方案在与AP配对的VHT STA之间发送公共控制信息的字段，并且包括用于解释所接收的VHT格式PPDU的控制信息。

VHT-SIG-A字段可包括VHT-SIG-A1字段和VHT-SIG-A2字段。

VHT-SIG-A1字段可包括要使用的信道带宽(BW)信息、关于是否应用空时块编码(STBC)的信息、用于指示以MU-MIMO方案分组的一组STA的组标识符(组ID)信息、要使用的空时流数量(NSTS)/部分关联标识符(AID)的信息以及发送省电禁止信息。本文中，组ID可表示分配给为了支持MU-MIMO传输而要发送的STA组的标识符，并且可表示当前所使用的MIMO传输方案是MU-MIMO还是SU-MIMO。

下表1举例说明VHT-SIG-A1字段。

[表1]

VHT-SIG-A2字段可包括关于是否使用短保护间隔(GI)的信息、前向纠错(FEC)信息、关于单个用户的调制和编码方案(MCS)的信息、关于多个用户的信道编码的类型的信息、波束成形相关信息、用于循环冗余校验(CRC)的冗余比特、卷积解码器的尾比特等。

下表2举例说明VHT-SIG-A2字段。

[表2]

VHT-STF用于改进MIMO传输中的AGC估计的性能。VHT-STF字段持续时间为4μs。

VHT-LTF用于VHT-STA以估计MIMO信道。由于VHT WLAN***支持MU-MIMO，VHT-LTF可被设置为与发送PPDU的空间流的数量一样多。另外，在支持全信道探测的情况下，VHT-LTF的数量可增加。

VHT-SIG-B字段包括通过接收PPDU获取以MU-MIMO方案配对的多个VHT-STA的数据所需的专用控制信息。因此，仅在包括在VHT-SIG-A字段中的公共控制信息指示通过当前接收的PPDU的MU-MIMO传输的情况下，VHT-STA可被设计为对VHT-SIG-B字段进行解码。相反，在公共控制信息指示当前接收的PPDU用于单个VHT-STA(包括SU-MIMO)的情况下，STA可被设计为不对VHT-SIG-B字段进行解码。

VHT-SIG-B字段包括关于各个VHT-STA的调制、编码和速率匹配的信息。VHT-SIG-B字段的大小可根据MIMO传输的类型(MU-MIMO或SU-MIMO)以及用于PPDU传输的信道带宽而不同。

为了在支持MU-MIMO的***中向与AP配对的STA发送相同大小的PPDU，指示配置PPDU的数据字段的比特大小的信息和/或指示配置特定字段的比特流大小的信息可被包括在VHT-SIG-A字段中。

然而，为了有效地使用PPDU格式，可使用L-SIG字段。为了向所有STA发送相同大小的PPDU，通过包括在L-SIG字段中来发送的长度字段和速率字段可用于提供所需的信息。在这种情况下，由于基于MAC层的字节(或八位位组(oct))来配置MAC协议数据单元(MPDU)和/或聚合MAC协议数据单元(A-MPDU)，所以在物理层中可能需要附加填充。

图4中的数据字段是有效载荷，并且可包括SERVICE字段、加扰PSDU、尾比特和填充比特。

如上所述，由于按照混合方式使用多种格式的PPDU，STA应该能够区分所接收的PPDU的格式。

本文中，区分PPDU(或者对PPDU的格式进行分类)的含义可具有各种含义。例如，区分PPDU的含义可具有确定所接收的PPDU是否为可用于由STA解码(或解释)的PPDU的含义。另外，区分PPDU的含义可具有确定所接收的PPDU是否为可用于由STA支持的PPDU的含义。另外，区分PPDU的含义可被解释为对通过所接收的PPDU发送的信息是什么进行分类的含义。

这将参照下面的附图更详细地描述。

图5的(a)举例说明包括在非HT格式PPDU中的L-SIG字段的星座，图5的(b)举例说明用于检测HT混合格式PPDU的相位旋转。并且图5的(c)举例说明用于检测VHT格式PPDU的相位旋转。

为了使STA区分非HT格式PPDU、HT-GF格式PPDU、HT混合格式PPDU和VHT格式PPDU，使用L-SIG字段以及在L-SIG字段之后发送的OFDM符号的星座的相位。即，STA可基于L-SIG字段以及在L-SIG字段之后发送的OFDM符号的星座的相位对PPDU格式进行分类。

参照图5的(a)，配置L-SIG字段的OFDM符号使用二相相移键控(BPSK)。

首先，为了区分HT-GF格式PPDU，当在所接收的PPDU中检测到初始SIG字段时，STA确定该SIG字段是否为L-SIG字段。即，STA尝试基于图5的(a)所示的星座示例来解码。当STA未能解码时，可确定对应PPDU是HT-GF格式PPDU。

接下来，为了对非HT格式PPDU、HT混合格式PPDU和VHT格式PPDU进行分类，可使用在L-SIG字段之后发送的OFDM符号的星座的相位。即，在L-SIG字段之后发送的OFDM符号的调制方法可不同，STA可基于所接收的PPDU的L-SIG字段之后的字段的调制方法来对PPDU格式进行分类。

参照图5的(b)，为了区分HT混合格式PPDU，可使用HT混合格式PPDU中在L-SIG字段之后发送的两个OFDM符号的相位。

更具体地，与HT混合格式PPDU中在L-SIG字段之后发送的HT-SIG字段对应的OFDM符号#1和OFDM符号#2二者的相位在逆时针方向上旋转90度。即，OFDM符号#1和OFDM符号#2的调制方法使用正交二相相移键控(QBPSK)。QBPSK星座可以是相位相对于BPSK星座在逆时针方向上旋转90度的星座。

STA尝试基于图5的(b)所示的星座示例来对与所接收的PPDU的L-SIG字段之后发送的HT-SIG字段对应的OFDM符号#1和OFDM符号#2进行解码。当STA成功解码时，STA确定对应PPDU是HT格式PPDU。

接下来，为了区分非HT格式PPDU和VHT格式PPDU，可使用在L-SIG字段之后发送的OFDM符号的星座的相位。

参照图5的(c)，为了区分VHT格式PPDU，可使用VHT格式PPDU中在L-SIG字段之后发送的两个OFDM符号的相位。

更具体地，与VHT格式PPDU中L-SIG字段之后的VHT-SIG-A字段对应的OFDM符号#1的相位没有旋转，但是OFDM符号#2的相位在逆时针方向上旋转90度。即，OFDM符号#1的调制方法使用BPSK，OFDM符号#2的调制方法使用QBPSK。

STA尝试基于图5的(c)所示的星座示例对与所接收的PPDU的L-SIG字段之后发送的VHT-SIG字段对应的OFDM符号#1和OFDM符号#2进行解码。当STA成功解码时，STA可确定对应PPDU是VHT格式PPDU。

此外，当STA未能解码时，STA可确定对应PPDU是非HT格式PPDU。

MAC帧格式

图6举例说明可应用本发明的IEEE 802.11***中的MAC帧格式。

参照图6，MAC帧(即，MPDU)包括MAC头、帧主体和帧校验序列(FCS)。

MAC头由包括帧控制字段、持续时间/ID字段、地址1字段、地址2字段、地址3字段、序列控制字段、地址4字段、QoS控制字段和HT控制字段的区域定义。

帧控制字段包括关于对应MAC帧的特性的信息。帧控制字段的详细描述将在下面描述。

持续时间/ID字段可被实现为根据对应MAC帧的类型和子类型具有不同的值。

在对应MAC帧的类型和子类型为用于省电(PS)操作的PS轮询帧的情况下，持续时间/ID字段可被配置为包括发送该帧的STA的关联标识符。在其它情况下，持续时间/ID字段可被配置为根据MAC帧的对应类型和子类型具有特定持续时间值。另外，在帧是被包括在聚合MPDU(A-MPDU)格式中的MPDU的情况下，包括在MAC头中的所有持续时间/ID字段可被配置为具有相同的值。

地址1字段至地址4字段用于指示BSSID、源地址(SA)、目的地地址(DA)、指示发送STA的地址的发送地址(TA)以及指示接收STA的地址的接收地址(RA)。

此外，被实现为TA字段的地址字段可被设定为带宽信令TA值。在这种情况下，TA字段可指示对应MAC帧具有加扰序列的附加信息。尽管带宽信令TA由发送对应MAC帧的STA的MAC地址指示，包括在MAC地址中的各个/组比特可被设定为特定值(例如，“1”)。

序列控制字段被配置为包括序列号和片段号。序列号可指示分配给对应MAC帧的序列的编号。片段号可指示对应MAC帧的各个片段的编号。

QoS控制字段包括与QoS有关的信息。在子类型子字段中指示QoS数据帧的情况下可包括QoS控制字段。

HT控制字段包括与HT和/或VHT发送和接收技术有关的控制信息。HT控制字段被包括在控制包装帧中。另外，HT控制字段存在于次序子字段值为1的QoS数据帧中，并且存在于管理帧中。

帧主体被定义为MAC有效载荷，高层中要发送的数据位于这里。另外，帧主体具有可变大小。例如，MPDU的最大大小可为11454八位位组，PPDU的最大大小可为5.484ms。

FCS被定义为MAC脚并且用于搜索MAC帧的错误。

前三个字段(即，帧控制字段、持续时间/ID字段和地址1字段)和最后字段(即，FCS字段)构成最小帧格式，并且存在于所有帧中。其它字段可存在于特定帧类型中。

参照图7，HT控制字段可包括VHT子字段、HT控制中间子字段、AC约束子字段和反向许可(RDG)/更多PPDU子字段。

VHT子字段指示HT控制字段具有用于VHT的HT控制字段的格式(VHT＝1)还是用于HT的HT控制字段的格式(VHT＝0)。在图7中，假设并描述用于HT的HT控制字段(即，VHT＝0)。

HT控制中间子字段可被实现为根据VHT子字段的指示具有不同格式。HT控制中间子字段稍后更详细地描述。

AC约束子字段指示反向(RD)数据帧的映射的接入类别(AC)是否被限制为单个AC。

RDG/更多PPDU子字段可根据对应字段由RD发起者还是RD响应者发送来不同地解释。

如果对应字段由RD发起者发送，则如果RDG存在，RDG/更多PPDU子字段被设定为“0”，如果RDG不存在，则被设定为“1”。如果对应字段由RD响应者发送，则如果包括对应子字段的PPDU是RD响应者所发送的最后帧，RDG/更多PPDU子字段被设定为“1”，如果发送不同的PPDU，则被设定为“0”。

用于HT的HT控制字段的HT控制中间子字段可包括链路自适应子字段、校准位置子字段、校准序列子字段、预留子字段、信道状态信息(CSI)/转向子字段、HT空数据分组(NDP)通告子字段和预留子字段。

链路自适应子字段可包括训练请求(TRQ)子字段、调制和编码方案(MCS)请求或天线选择(ASEL)指示(MAI)子字段、MCS反馈序列标识符(MFSI)子字段和MCS反馈、以及天线选择命令/数据(MFB/ASELC)子字段。

如果响应者请求探测PPDU的传输，则TRQ子字段被设定为“1”，如果响应者不请求探测PPDU的传输，则被设定为“0”。

如果MAI子字段被设定为14，则其指示ASEL指示并且MFB/ASELC子字段被解释为天线选择命令/数据。如果不是，则MAI子字段指示MCS请求并且MFB/ASELC子字段被解释为MCS反馈。

如果MAI子字段指示MCS请求(MRQ)，则MAI子字段被解释为包括MCS请求(MRQ)和MRQ序列标识符(MSI)。如果请求MCS反馈，则MRQ子字段被设定为“1”，如果不请求MCS反馈，则被设定为“0”。当MRQ子字段为“1”时，MSI子字段包括用于指定MCS反馈请求的序列号。当MRQ子字段为“0”时，MSI子字段被设定为预留比特。

上述各个子字段对应于HT控制字段中可包括的子字段的示例，或者可被另一子字段代替或者还可包括附加子字段。

参照图8，HT控制字段可包括VHT子字段、HT控制中间子字段、AC约束子字段和反向许可(RDG)/更多PPDU子字段。

在图8中，假设并描述用于VHT的HT控制字段(即，VHT＝1)。用于VHT的HT控制字段可被称为VHT控制字段。

AC约束子字段和RDG/更多PPDU子字段的描述与图7相同，因此其描述被省略。

如上所述，HT控制中间子字段可被实现为根据VHT子字段的指示具有不同的格式。

用于VHT的HT控制字段的HT控制中间子字段可包括预留比特、调制和编码方案(MCS)反馈请求(MRQ)子字段、MRQ序列标识符(MSI)/空时块编码(STBC)子字段、MCS反馈序列标识符(MFSI)/组ID的最低有效位(LSB)(GID-L)子字段、MCS反馈(MFB)子字段、组ID的最高有效位(MSB)(GID-H)子字段、编码类型子字段、反馈传输类型(FB Tx)子字段和未经请求MFB子字段。

表3示出VHT格式的HT控制中间子字段中所包括的子字段的描述。

[表3]

另外，MFB子字段可包括VHT空时流数(NUM_STS)子字段、VHT-MCS子字段、带宽(BW)子字段和信噪比(SNR)子字段。

NUM_STS子字段指示推荐的空间流的数量。VHT-MCS子字段指示推荐的MCS。BW子字段指示与推荐的MCS有关的带宽信息。SNR子字段指示数据子载波和空间流上的平均SNR值。

包括在上述各个字段中的信息可遵循IEEE 802.11***的定义。另外，上述字段对应于MAC帧中可包括的字段的示例，但是不限于此。即，上述各个字段可被不同的字段代替或者还可包括附加字段，并且并非必须包括所有字段。

链路设置过程

为了设置与网络的链路并发送或接收数据，首先，STA需要经历用于发现网络的扫描过程、认证过程和关联过程。链路设置过程也可被称为会话发起过程或会话设置过程。另外，链路设置过程的扫描、认证和关联过程可被统称为关联过程。

在WLAN中，扫描过程包括被动扫描过程和主动扫描过程。

图9的(a)示出根据被动扫描的链路设置过程，图9的(b)示出根据主动扫描的链路设置过程。

如图9的(a)所示，通过由AP周期性地广播的信标帧来执行被动扫描过程。信标帧是IEEE 802.11中的管理帧之一，并且被周期性地(例如，按照100msec间隔)广播以便提供无线网络的存在的通知并且允许执行扫描的非AP STA发现无线网络并加入无线网络。关于当前网络的信息(例如，关于BSS的信息)被加载到信标帧上。

为了获得关于网络的信息，非AP STA在被动地改变信道的同时等待接收信标帧。接收到信标帧的非AP STA可存储包括在所接收的信标帧中的关于网络的信息，可移至下一信道，并且可在下一信道中按照相同的方式执行扫描。当非AP STA接收信标帧并获得关于网络的信息时，对应信道中的扫描过程完成。

如上所述，被动扫描过程的优点在于总开销低，因为如果非AP STA仅需接收信标帧而无需发送另一帧，则过程完成。然而，被动扫描过程的缺点在于非AP STA执行扫描所花费的时间与信标帧的传输周期成比例地增加。

相比之下，诸如图9的(b)的主动扫描过程需要来自接收到探测请求帧的所有AP的网络信息，因为非AP STA在主动地改变信道的同时广播探测请求帧以便发现哪一AP是否存在于附近。

接收到探测请求帧的响应者等待随机的时间以便防止帧冲突，将网络信息加载到探测响应帧上，并将探测响应帧发送至对应非AP STA。接收到探测响应帧的STA可存储包括在所接收的探测响应帧中的网络相关信息，可移至下一信道，并且可按照相同方式执行扫描。当非AP STA通过接收探测响应帧获得网络信息时，扫描过程完成。

主动扫描过程的优点在于与被动扫描过程相比可在相对短的时间内完成扫描，但是由于需要附加帧序列，所以总网络开销增加。

完成扫描过程的非AP STA基于其标准选择网络，然后连同对应AP一起执行认证过程。

根据由非AP STA向AP发送认证请求帧的处理以及由AP响应于认证请求帧向非APSTA发送认证响应帧的处理(即，通过双向握手)执行认证过程。

认证请求/响应中所使用的认证帧对应于管理帧。

认证帧可包括关于认证算法编号、认证事务序列号、状态代码、挑战文本、鲁棒安全网络(RSN)和有限循环组的信息。所述信息对应于认证请求/响应帧中可包括的信息的一些实例，并且可被不同的信息代替或者还可包括附加信息。

非AP STA可向AP发送认证请求帧。AP可基于包括在所接收的认证请求帧中的信息确定是否允许针对非AP STA的认证。AP可通过认证响应帧向非AP STA提供认证处理的结果。

在通过认证过程执行认证之后，非AP STA和AP建立关联。

根据由非AP STA向AP发送关联请求帧的处理以及由AP响应于关联请求帧向非APSTA发送关联响应帧的处理(即，通过双向握手)来执行关联处理。

关联请求帧可包括关于与各种能力有关的信息、信标侦听间隔、服务集标识符(SSID)、所支持的速率、所支持的信道、RSN，移动域、所支持的操作类、业务指示图(TIM)广播请求和非AP STA的互通服务能力的信息。

AP基于所述信息确定是否可向对应非AP STA提供支持。在确定是否可提供支持之后，AP将关于关联请求是否被接受、其原因及其能力信息的信息包括在关联响应帧中，并将关联响应帧发送至非AP STA。

关联响应帧可包括诸如与各种能力有关的信息、状态代码、关联ID(AID)、所支持的速率、增强分布式信道接入(EDCA)参数集、接收信道功率指示符(RCPI)、接收信号对噪声指示符(RSNI)、移动域、关联回归时间、交叠BSS扫描参数、TIM广播响应和服务质量(QoS)图的信息。

上述关联请求/响应帧中可包括的信息对应于示例，可被不同的信息代替或者还可包括附加信息。

如果在非AP STA和AP之间已成功建立关联，则执行正常发送和接收。相比之下，如果没有成功建立与AP的关联，则非AP STA可基于对应原因再次尝试关联过程或者可尝试与另一AP关联。

介质接入机制

在IEEE 802.11中，通信基本上不同于有线信道环境，因为它在共享的无线介质中执行。

在有线信道环境中，可基于载波侦听多址/冲突检测(CSMA/CD)进行通信。例如，因为信道环境中不存在大的改变，当一旦由发送端发送信号时，其被发送至接收端而不会经历大的信号衰减。在这种情况下，当检测到两个或更多个信号之间的冲突时，可进行检测。其原因在于，由接收端检测的功率变得瞬时高于由发送端发送的功率。然而，在无线电信道环境中，由于各种因素(例如，信号衰减根据距离而较大，或者可能生成瞬时深度衰落)影响信道，所以发送端无法关于接收端是否正确地发送信号或者是否生成冲突精确地执行载波侦听。

因此，在根据IEEE 802.11的WLAN***中，已引入了具有冲突避免的载波侦听多址(CSMA/CA)机制作为MAC的基本接入机制。CAMA/CA机制也被称为IEEE802.11MAC的分布式协调功能(DCF)，并且基本上采用“先听后讲”接入机制。根据这种类型的接入机制，AP和/或STA在传输之前在特定时间间隔(例如，DCF帧间间隔(DIFS))内执行用于侦听无线电信道或介质的空闲信道评估(CCA)。如果作为侦听的结果，介质被确定为空闲状态，则AP和/或STA开始通过对应介质发送帧。相比之下，如果作为侦听的结果，介质被确定为繁忙状态(或占用状态)，则AP和/或STA不开始其传输，除了假设多个STA已经等待的DIFS以外可等待用于介质接入的延迟时间(例如，随机回退时间)以便使用对应介质，然后可尝试帧传输。

假设存在试图发送帧的多个STA，它们将等待不同的时间，因为STA随机地具有不同的回退周期值，并且将尝试帧传输。在这种情况下，可通过应用随机回退周期来使冲突最小化。

另外，IEEE 802.11MAC协议提供混合协调功能(HCF)。HCF基于DCF和点协调功能(PCF)。PCF是基于轮询的同步接入方法，并且是指周期性地执行轮询以使得所有接收AP和/或STA可接收数据帧的方法。另外，HCF具有增强分布式信道接入(EDCA)和HCF受控信道接入(HCCA)。在EDCA中，提供商执行基于竞争向多个用户提供数据帧的接入方法。在HCCA中，使用利用轮询机制的非基于竞争的信道接入方法。另外，HCF包括用于改进WLAN的服务质量(QoS)的介质接入机制，并且可在竞争周期(CP)和无竞争周期(CFP)二者中发送QoS数据。

当特定介质从占用(或繁忙)状态切换为空闲状态时，多个STA可尝试发送数据(或帧)。在这种情况下，作为用于使冲突最小化的方案，各个STA可选择随机回退计数，可等待与所选择的随机回退计数对应的时隙时间，并且可尝试传输。随机回退计数具有伪随机整数值，并且可被确定为在0至竞争窗口(CW)范围内均匀分布的值中的一个。在这种情况下，CW是CW参数值。在CW参数中，给出CW_min作为初始值。如果传输失败(例如，如果没有接收到对所发送的帧的ACK)，则CW_min可具有两倍值。如果CW参数变为CW_max，则可维持CW_max值，直至数据传输成功，并且可尝试数据传输。如果数据传输成功，则CW参数被重置为CW_min值。CW、CW_min和CW_max值可被设定改为2^n-1(n＝0、1、2、...)。

当随机回退处理开始时，STA基于所确定的回退计数值对回退时隙进行倒计时，并且在倒计时期间继续监测介质。当介质被监测为繁忙状态时，STA停止倒计时并等待。当介质变为空闲状态时，STA重新开始倒计时。

在图10的示例中，当到达STA 3的MAC中要发送的分组时，STA 3可通过DIFS检查出介质处于空闲状态并且可立即发送帧。

剩余STA监测到介质处于繁忙状态并等待。同时，可生成STA 1、STA 2和STA5中的每一个要发送的数据。当介质被监测为空闲状态时，各个STA等待DIFS并基于各个选择的随机回退计数值对回退时隙进行倒计时。

图10的示例示出STA 2选择了最小回退计数值并且STA 1选择了最大回退计数值。即，图10示出在STA 2完成回退计数并开始帧传输的时间点STA 5的剩余回退时间短于STA1的剩余回退时间。

在STA 2占据介质的同时，STA 1和STA 5停止倒计时并等待。当STA对介质的占用结束，并且介质再次变为空闲状态时，STA 1和STA 5中的每一个等待DIFS并重新开始停止的回退计数。即，STA 1和STA 5中的每一个可在对与剩余回退时间对应的剩余回退时隙进行倒计时之后开始帧传输。STA 5开始帧传输，因为STA 5具有比STA 1短的剩余回退时间。

在STA 2占用介质的同时，可生成要由STA 4发送的数据。在这种情况下，从STA 4的角度，当介质变为空闲状态时，STA 4等待DIFS并且对与其选择的随机回退计数值对应的回退时隙进行倒计时。

图10示出STA 5的剩余回退时间与STA 4的随机回退计数值一致的示例。在这种情况下，STA 4和STA 5之间可生成冲突。当生成冲突时，STA 4和STA 5二者没有接收到ACK，因此数据传输失败。在这种情况下，STA 4和STA 5中的每一个将其CW值加倍，选择随机回退计数值，并对回退时隙进行倒计时。

在由于STA 4和STA 5的传输介质处于繁忙状态的同时，STA 1等待。当介质变为空闲状态时，STA 1可等待DIFS并且在剩余回退时间过去之后开始帧传输。

除了AP和/或STA直接侦听介质的物理载波侦听以外，CSMA/CA机制包括虚拟载波侦听。

虚拟载波侦听用于补充在介质接入方面可能生成的问题(例如，隐藏节点问题)。对于虚拟载波侦听，WLAN***的MAC使用网络分配向量(NAV)。NAV是如今使用介质或有权使用介质的AP和/或STA指示的值，以便向另一AP和/或STA通知剩余时间，直至介质变为可用状态。因此，被设定为NAV的值对应于介质被预留以由AP和/或STA用来发送对应帧的周期。

AP和/或STA可执行交换发送请求(RTS)帧和清除发送(CTS)帧以便提供它们将接入介质的通知的过程。如果支持实质数据帧传输和确认响应(ACK)，则RTS帧和CTS帧包括指示发送/接收ACK帧所需的无线介质已被预留以接入的时间段的信息。已从尝试发送帧的AP和/或STA接收RTS帧或者已接收将向其发送帧的STA所发送的CTS帧的另一STA可被配置为在包括在RTS/CTS帧中的信息所指示的时间段期间不接入介质。这可通过在时间间隔期间设定NAV来实现。

残余载波频率偏移测量和信道估计

在802.11ac***中，利用导频来测量残余载波频率偏移(CFO)。更具体地，相同的导频被分配给各个符号的相同的音(或子载波)，设定相同的系数，并且通过测量符号之间的导频值中的相位差来测量残余CFO。

另外，在VHT-LTF中执行信道估计。可通过与P矩阵相乘来在相同子载波的符号和流之间生成正交性，并且可利用正交性测量信道估计。P矩阵意指形成P矩阵的各行具有正交性的矩阵。

如上所述，VHT-LTF可由发送PPDU的空时流的数量来设定。

表4示出VHT-LTF的数量。

[表4]

空时流的数量	1	2	3	4	5	6	7	8
									VHT-LTF的数量	1	2	4	4	6	6	8	8

式1至式4示出P矩阵值。

[式1]

参照式1，当PPDU内的空时流的总数(N_STS,total)为4或以下时使用P_4×4矩阵(式2)，当空时流的总数为5或6时使用P_6×6矩阵(式3)，当空时流的总数为7或8时使用P_8×8(式4)。

[式2]

[式3]

其中w＝exp(-j2π/6)

[式4]

图11示出空时流的数量为4的示例。

在式2至式4所示的P矩阵中，各行对应于各个空时流。如图11中一样，VHT-LTF与各个矩阵元素相乘。

参照图11，空时流1的4个VHT-LTF与属于式2的第一行的各个矩阵元素相乘。第一VHT-LTF序列元素乘以1，第二VHT-LTF序列元素乘以-1，第三VHT-LTF序列元素乘以1，第四VHT-LTF序列元素乘以1。

其它空时流如上所述与P矩阵相乘。

用于上行链路多用户传输的方法

在802.11ac之后各种领域的供应商对下一代Wi-Fi的大量关注以及对高吞吐量和体验质量(QOE)性能改进的需求不断增加的情况下，积极地讨论用于802.11ax***(即，下一代WLAN***)的新帧格式和参数配置(numerology)。

IEEE 802.11ax是最近作为支持更高数据速率并处理更高用户负载的下一代WLAN***新提出的WLAN***之一，并且被称作所谓的高效WLAN(HEW)。

类似于现有WLAN***，IEEE 802.11ax WLAN***可在2.4GHz频带和5GHz频带中操作。另外，IEEE 802.11ax WLAN***可在更高的60GHz频带中操作。

在IEEE 802.11ax***中，为了平均吞吐量增强以及抵御室外环境中的符号间干扰的室外鲁棒传输，可使用各个带宽中与现有IEEE 802.11OFDM***(IEEE 802.11a、802.11n、802.11ac)相比为四倍的FFT大小。这在下面参照附图来描述。

在根据本发明的实施方式的HE格式PPDU的描述中，非HT格式PPDU、HT混合格式PPDU、HT绿色字段格式PPDU和/或VHT格式PPDU的上述描述可被合并到HE格式PPDU的描述中，除非它们被另外提及。

图12是示出根据本发明的实施方式的高效(HE)格式PPDU的示图。

参照图12，用于HEW的HE格式PPDU可基本上包括传统(L)部分和HE部分。

类似于现有WLAN***中维持的形式，L部分包括L-STF字段、L-LTF字段和L-SIG字段。L-STF字段、L-LTF字段和L-SIG字段可被称为传统前导码。

HE部分是为802.11ax标准新定义的部分，并且可包括HE-SIG字段以及HE-前导码和HE-数据字段。另外，HE-前导码可包括HE-STF字段和HE-LTF字段。另外，除了HE-STF字段和HE-LTF字段以外的HE-SIG字段可被统称为HE-前导码。

图12示出HE-SIG字段、HE-STF字段和HE-LTF字段被依次设置，但是HE-SIG字段、HE-STF字段和HE-LTF字段可按照不同的序列设置。

L部分、HE-SIG字段和HE-前导码可被统称为物理(PHY)前导码。

HE-SIG字段可包括用于对HE-数据字段进行解码的信息(例如，OFDMA、UL MU MIMO和/或改进的MCS)。

L部分和HE部分(更具体地，HE-前导码和HE-数据字段)可具有不同的快速傅里叶变换(FFT)大小并且可使用不同的循环前缀(CP)。即，可在L部分和HE部分(更具体地，HE-前导码和HE-数据字段)中的每一个中不同地定义子载波频率间距。

在802.11ax***中，与传统WLAN***相比可使用(4x)FFT大小。即，L部分可具有1x符号结构，并且HE部分(更具体地，HE-前导码和HE-数据字段)可具有4x符号结构。在这种情况下，1x、2x或4x大小的FFT意指针对传统WLAN***(例如，IEEE 802.11a、802.11n或802.11ac)的相对大小。

例如，如果L部分中所使用的FFT大小在20MHz、40MHz、80MHz和160MHz中分别为64、128、256和512，则HE部分中所使用的FFT大小在20MHz、40MHz、80MHz和160MHz中可分别为256、512、1024和2048。

如上所述，如果与传统WLAN***相比FFT大小增大，则子载波频率间距减小。因此，每单位频率的子载波的数量增加，但是OFDM符号的长度增加。

即，这意味着如果使用更大的FFT大小，则子载波间距变窄。同样，这意味着逆离散傅里叶变换(IDFT)/离散傅里叶变换(DFT)周期增加。在这种情况下，IDFT/DFT周期可意指OFDM符号中的保护间隔(GI)以外的符号长度。

因此，如果在HE部分(更具体地，HE-前导码和HE-数据字段)中使用比L部分大四倍的FFT大小，则HE部分的子载波间距是L部分的子载波间距的1/4，并且HE部分的IDFT/DFT周期是L部分的IDFT/DFT周期的四倍。例如，如果L部分的子载波间距为312.5kHz(＝20MHz/64、40MHZ/128、80MHz/256和/或160MHz/512)，则HE部分的子载波间距可为78.125kHz(＝20MHz/256、40MHZ/512、80MHz/1024和/或160MHz/2048)。另外，如果L部分的IDFT/DFT周期为3.2μs(＝1/312.5kHz)，则HE部分的IDFT/DFT周期可为12.8μs(＝1/78.125kHz)。

在这种情况下，由于0.8μs、1.6μs和3.2μs中的一个可用作GI，所以包括GI的HE部分的OFDM符号长度(或符号间隔)可根据GI为13.6μs、14.4μs或16μs。

图12示出HE-SIG字段具有1x符号结构的示例，但是HE-SIG字段也可如HE-前导码和HE-数据字段中一样具有4x符号结构。

与图12的示例不同，HE-SIG字段可被分成HE-SIG A字段和HE-SIG B字段。在这种情况下，在HE-SIG B字段之后每单位频率的FFT大小可进一步增加。即，与HE-SIG B字段之后的L部分相比，OFDM符号的长度可增加。

可应用本发明的实施方式的WLAN***的HE格式PPDU可通过至少一个20MHz信道来发送。例如，HE格式PPDU可在40MHz、80MHz或160MHz频带中通过总共四个20MHz信道来发送。这在下面参照附图来更详细地描述。

图13是示出根据本发明的实施方式的HE格式PPDU的示图。

图13示出如果80MHz被分配给一个STA(或者如果OFDMA资源单元在80MHz内被分配给多个STA)或者如果80MHz的不同流被分配给多个STA，PPDU格式的示例。

参照图13，L-STF、L-LTF和L-SIG字段可在各个20MHz信道中在基于64个FFT点(或64个子载波)生成的OFDM符号中发送。

HE-SIG A字段可包括共同发送给接收PPDU的STA的公共控制信息。HE-SIG A字段可在一个至三个OFDM符号中发送。HE-SIG A字段针对各个20MHz被复制并且包括相同的信息。另外，HE-SIG A字段提供***的整个带宽信息的通知。

表5示出包括在HE-SIG A字段中的信息。

[表5]

包括在表5所示的各个字段中的信息可遵循IEEE 802.11***的定义。另外，上述各个字段对应于PPDU中可包括的字段的示例，但是不限于此。即，上述各个字段可被不同的字段代替或者还可包括附加字段，并非必须包括所有字段。

HE-STF用于改进MIMO传输中的AGC估计性能。

HE-SIG B字段可包括各个STA接收其自己的数据(例如，PSDU)所需的用户特定信息。HE-SIG B字段可在一个或两个OFDM符号中发送。例如，HE-SIG B字段可包括关于对应PSDU的调制和编码方案(MCS)和对应PSDU的长度的信息。

L-STF、L-LTF、L-SIG字段和HE-SIG A字段中的每一个可针对各个20MHz信道被重复并发送。例如，如果PPDU通过四个20MHz信道(即，80MHz频带)来发送，则L-STF、L-LTF、L-SIG字段和HE-SIG A字段可每20MHz信道被重复并发送。

如果FFT大小增大，则支持现有IEEE 802.11a/g/n/ac的传统STA无法将对应HEPPDU解码。为了使传统STA和HE STA共存，L-STF、L-LTF和L-SIG字段在20MHz信道中通过64FFT来发送，以使得传统STA可接收它们。例如，L-SIG字段可占据一个OFDM符号，可具有4μs的一个OFDM符号时间，并且可具有0.8μs的GI。

从HE-STF，每个频率单元的FFT大小可进一步增大。例如，在20MHz信道中可使用256FFT，在40MHz信道中可使用512FFT，在80MHz信道中可使用1024FFT。如果FFT大小增加，则由于OFDM子载波之间的间距减小，每单位频率的OFDM子载波的数量增加，但是OFDM符号时间增加。为了改进***效率，则HE-STF之后的GI的长度可与HE-SIG A字段的GI的长度相等地设定。

HE-SIG A字段可包括HE STA对HE PPDU进行解码所需的信息。然而，HE-SIG A字段可在20MHz信道中通过64FFT来发送，以使得传统STA和HE STA二者能够接收HE-SIG A字段。其原因在于HE STA除了HE格式PPDU以外还必须接收现有HT/VHT格式PPDU，并且传统STA和HE STA必须能够区分HT/VHT格式PPDU和HE格式PPDU。

图14是示出根据本发明的实施方式的HE格式PPDU的示图。

在图14中，假设20MHz信道被分配给不同的STA(例如，STA 1、STA2、STA3和STA 4)。

参照图14，从HE-STF(或HE-SIG B字段)，每单位频率的FFT大小可进一步增大。例如，从HE-STF(或HE-SIG B字段)，可在20MHz信道中使用256FFT，可在40MHz信道中使用512FFT，可在80MHz信道中使用1024FFT。

在PPDU中所包括的各个字段中发送的信息与图13的示例相同，因此省略其描述。

HE-SIG B字段可包括各个STA特定的信息，但是可在全频带(即，在HE-SIG A字段中指示)上进行编码。即，HE-SIG B字段包括关于所有STA的信息，并且所有STA接收HE-SIGB字段。

HE-SIG B字段可提供在对应频带中分配给各个STA的频率带宽信息和/或分配给各个STA的流信息的通知。例如，在图14的HE-SIG-B字段中，20MHz可被分配给STA1，接下来的20MHz可被分配给STA 2，接下来的20MHz可被分配给STA3，接下来的20MHz可被分配给STA4。另外，40MHz可被分配给STA 1和STA 2，接下来的40MHz可被分配给STA 3和STA 4。在这种情况下，不同的流可被分配给STA 1和STA 2，不同的流可被分配给STA 3和STA 4。

另外，HE-SIG-C字段可被定义并增加到图14的示例。在这种情况下，关于所有STA的信息可在HE-SIG B字段中在全频带上发送，各个STA特定的控制信息可针对各个20MHz通过HE-SIG-C字段来发送。

另外，如图13和图14的示例中一样，HE-SIG B字段不在全频带上发送，而是可类似于HE-SIG A字段针对各个20MHz发送。这在下面参照附图来描述。

图15是示出根据本发明的实施方式的HE格式PPDU的示图。

在图15中，假设20MHz信道被分配给不同的STA(例如，STA 1、STA 2、STA3和STA4)。

参照图15，HE-SIG B字段不在全频带上发送，而是类似于HE-SIG A字段针对各个20MHz来发送。然而，在这种情况下，与HE-SIG A字段不同，HE-SIG-B字段针对各个20MHz被编码并发送，但是无法针对各个20MHz被复制并发送。

在这种情况下，从HE-STF(或HE-SIG B字段)，每单位频率的FFT大小可进一步增大。例如，从HE-STF(或HE-SIG B字段)，可在20MHz信道中使用256FFT，可在40MHz信道中使用512FFT，可在80MHz信道中使用1024FFT。

HE-SIG A字段针对各个20MHz被复制并发送。

HE-SIG B字段可提供在对应频带中分配给各个STA的频率带宽信息和/或分配给各个STA的流信息的通知。HE-SIG B字段包括关于各个STA的信息，因此关于各个STA的信息可被包括在各个20MHz的各个HE-SIG B字段中。在这种情况下，图15示出20MHz被分配给各个STA的示例。例如，如果40MHz被分配给各个STA，则HE-SIG B字段可针对各个20MHz被复制并发送。

在BBS支持不同带宽的情况下，如果与邻居BSS的干扰水平较小的一些带宽被分配给STA，则如上所述，可能优选的是HE-SIG B字段不在全频带上发送。

在图12至图15中，数据字段是有效载荷，并且可包括服务字段、加扰PSDU、尾比特和填充比特。

图12至图15所示的HE格式PPDU可通过重复L-SIG(RL-SIG)字段(即，L-SIG字段的重复符号)来区分。RL-SIG字段被***HE SIG-A字段之前，并且各个STA可将所接收的PPDU的格式区分为使用RL-SIG字段的HE格式PPDU。

由在WLAN***中操作的AP在相同时间资源上向多个STA发送数据的方法可被称为下行链路多用户(DL MU)传输。相比之下，由在WLAN***中操作的多个STA在相同时间资源上向AP发送数据的方法可被称为上行链路多用户(UL MU)传输。

这种DL MU传输或UL MU传输可在频域或空域上复用。

如果DL MU传输或UL MU传输在频域上复用，则不同的频率资源(例如，子载波或音)可基于正交频分复用(OFDMA)被分配给多个STA作为上行链路或下行链路资源。在相同的时间资源中通过不同的频率资源的传输方法可被称为“DL/UL OFDMA传输”。

如果DL MU传输或UL MU传输在空域上复用，则不同的空间流可被分配给多个STA作为上行链路或下行链路资源。在相同的时间资源中通过不同的空间流的传输方法可被称为“DL/UL MU MIMO传输”。

在IEEE 802.11ax***中，为了与现有802.11ac***相比四倍或以上的平均吞吐量增加，考虑引入多种技术。多种技术中的一种是4x FFT。在此结构中，由于与现有***相比子载波间距减小至1/4，所以需要使用正确的方法补偿残余CFO。

另外，在802.11ax中还考虑UL MU MIMO和UL OFDMA的支持。在这种情况下，与现有单用户情况或下行链路MU MIMO情况中不同，根据用户的不同CFO在接收端中被混合。因此，使用导频的现有CFO估计方法难以针对各个用户进行精确CFO测量。

为了克服该困难，本发明的实施方式提出一种新的P矩阵编码的LTF方法，其能够在UL MU MIMO和/或UL OFDMA传输情况下同时执行信道估计和CFO测量。

另外，还提出一种用于克服现有P矩阵的使用的限制和依赖于信道相关的限制的附加方法。一个是能够覆盖使用现有P矩阵的11ax中可考虑的所有参数配置而无需定义附加P矩阵的方法，另一个是能够在受信道相关的影响较小的同时没有任何改变地维持可支持的用户的数量的方法。

在本发明的实施方式的以下描述中，术语“用户”意指参与UL MU MIMO和/或ULOFDMA传输的STA。

1.P矩阵编码的LTF方法

1-A)生成HE-LTF序列

如下通过使用现有P矩阵生成彼此正交的LTF序列假设在频域中信道相关较大来提出一种新的CFO测量和信道估计方案。

以下，在描述使用P矩阵编码的LTF方法估计CFO和信道的方法时，为了描述方便，假设参与UL MU MIMO和/或UL OFDMA传输的用户的数量为2并且P矩阵重用式2所示的P_4×4矩阵。另外，假设向各个用户分配一个流。

本发明不限于该假设，并且不同于2的用户的数量可参与UL MU MIMO和/或ULOFDMA传输。另外，可定义并使用现有定义的P矩阵以外的彼此正交的新P矩阵。另外，尽管向各个用户分配一个或更多个流，本发明的实施方式可同样应用。

图16示出根据本发明的实施方式的生成HE-LTF序列的方法。

在图16中，L_i(即，L_1、L_2、L_3、...)指示预定义的公共HE-LTF序列。“i”指示HE-LTF被映射至的子载波索引。

s_i(k)(即，s_1(k)、s_2(k)、s_3(k)、...)指示流k的加扰HE-LTF序列。在这种情况下，“k”指示流索引，“i”指示HE-LTF被映射至的子载波索引。

预定义的公共HE-LTF序列L_i使用各个流的P矩阵的不同行(即，P矩阵码)来加扰。

更具体地，针对各个流预定义的公共HE-LTF序列的每N_f(例如，4)个子序列与P矩阵的不同行的矩阵元素相乘。换言之，属于子序列的序列元素以及形成P矩阵的特定行的矩阵元素被依次相乘。

如上所述，加扰HE-LTF序列“s_i”针对各个流以条目的N_f(例如，4)个邻接子序列为单位正交。即，针对各个流加扰的HE-LTF序列分段正交。

参照图16，在流1的情况下，预定义的公共HE-LTF序列与P矩阵的第一行的矩阵元素相乘(或加扰)以生成HE-LTF序列(即，HE-LTF序列1)。在流2的情况下，HE-LTF序列与P矩阵的第二行的矩阵元素相乘(或加扰)以生成HE-LTF序列(即，HE-LTF序列2)。

更具体地，在流1的情况下，第一HE-LTF序列元素L_1与P矩阵的第一行的第一矩阵元素(即，1)相乘。第二HE-LTF序列元素L_2与P矩阵的第一行的第二矩阵元素(即，-1)相乘。第三HE-LTF序列元素L_3与P矩阵的第一行的第三矩阵元素(即，1)相乘。第四HE-LTF序列L_4与P矩阵的第一行的第四矩阵元素(即，1)相乘。另外，通过针对剩余HE-LTF序列以四个序列(即，L_5～L_8、L_9～L_12、L_13～L_16、...)为单位重复(或加扰)上述处理来生成HE-LTF序列1(s_i(1))。

另外，在流2的情况下，通过利用P矩阵的第二行按照相同的方式执行(或加扰)上述处理来生成HE-LTF序列2(s_i(2))。

通过上述方法生成的HE-LTF序列针对各个流以4个子序列为单位正交。即，HE-LTF序列1和HE-LTF序列2以4个子序列为单位正交。

因此，在UL MU MIMO和/或UL OFDMA传输的情况下，针对各个流发送不同HE-LTF序列。

1-B)时域中的P矩阵编码

作为选项，为了维持时域中的正交性，P矩阵编码可被另外应用于通过方法1-A)生成的HE-LTF序列。这在下面参照附图来描述。

图17示出根据本发明的实施方式的配置HE-LTF字段的方法。

在图17中，c_j(k)(即，c_1(k)、c_2(k)、c_3(k)、...)指示与流“k”对应的P矩阵的行(即，P矩阵码)。在这种情况下，“k”指示流索引，“j”指示符号索引。

加扰HE-LTF序列可被映射至一个或更多个符号的子载波并被发送。在这种情况下，发送(或映射)加扰HE-LTF序列的符号(以下称作“HE-LTF符号”)的数量可通过分配给ULMU MIMO传输的流的数量来确定。

在各个符号中发送的HE-LTF序列与P矩阵的一行(例如，与流k对应的行)的矩阵元素依次相乘。即，各个流的HE-LTF符号的数据音(即，HE-LTF序列被映射至的音)与P矩阵的不同行相乘。

即，在第一HE-LTF符号中发送的加扰HE-LTF序列“s_i(k)”与P矩阵的特定行的第一矩阵元素(即，c_1(k))相乘。在第二HE-LTF符号中发送的加扰HE-LTF序列“s_i(k)”与P矩阵的特定行的第二矩阵元素(即，c_2(k))相乘。在第三HE-LTF符号中发送的加扰HE-LTF序列“s_i(k)”与P矩阵的特定行的第三矩阵元素(即，c_3(k))相乘。在第四HE-LTF符号中发送的加扰HE-LTF序列“s_i(k)”与P矩阵的特定行的第四矩阵元素(即，c_4(k))相乘。

参照图17，映射至第一HE-LTF符号的加扰HE-LTF序列与P矩阵的第三行的第一矩阵元素(即，1)相乘。映射至第二HE-LTF符号的加扰HE-LTF序列与P矩阵的第三行的第二矩阵元素(即，1)相乘。映射至第三HE-LTF符号的加扰HE-LTF序列与P矩阵的第三行的第三矩阵元素(即，1)相乘。映射至第四HE-LTF符号的加扰HE-LTF序列与P矩阵的第三行的第四矩阵元素(即，-1)相乘。

如图16的示例中一样，可在频域中针对各个流通过将HE-LTF序列的各个子序列与用于各个流的P矩阵的不同行相乘来维持正交性。

另外，如上所述，发送加扰HE-LTF序列的HE-LTF符号由分配给UL MU传输的流的数量来确定。如图17的示例中一样，可在时域中针对各个流通过将映射至各个HE-LTF符号的加扰HE-LTF序列与用于各个流的P矩阵的不同行相乘来维持正交性。

1-C)CFO和信道估计

下面描述利用接收端(即，在UL MU MIMO和/或UL OFDMA传输的情况下，AP)所接收的HE-LTF来估计CFO和信道的方法。

用于总共K个流(即，流索引k(1≤k≤K))的P矩阵码以式5来表示。

[式5]

c(1)＝[1 1 -1 1]，...，c(K)＝[-1 1 1 1]

在式5中，由于如上所述假设P_4×4矩阵的情况下，所以各条P矩阵码为1×4矩阵，但是如果P矩阵为K×K矩阵，则用于各个流的P矩阵码可包括1×K矩阵。

如果如图17的示例中一样发送HE-LTF，则由接收端在流1中在N_f(例如，4)个子载波和N_p个符号(即，HE-LTF符号)中接收的信号Y(1)可如式6所表示。

[式6]

在式6中，h_i(k)(即，h_1(k)、h_2(k)、h_3(k)、...)指示从发送端至接收端的信道。

另外，jθ(k)(即，θ(k)、2θ(k)、3θ(k)、...)指示在各个HE-LTF符号中接收的信号的相位。在这种情况下，在排除式6中表示复数的“j”的情况下表示jθ(k)。在这种情况下，“j”指示符号索引。即，在时域中，第一HE-LTF符号中的CFO在第二HE-LTF符号中增加两倍，第一HE-LTF符号中的CFO在第三HE-LTF符号中增加三倍。

即，由发送端发送的信号通过信道被发送至接收端，由此在各个符号中生成相位差。在流1中接收的信号Y(1)可被表示为信道h(1)、加扰HE-LTF序列S(1)、P矩阵码C(1)和相位[e^jθ(1),e^j2θ(1),...,e^jN_pθ(1)]的乘积。

在这种情况下，信道对角矩阵“diag(h(1)”可被表示为N_f×N_f矩阵，s(1)可被表示为N_f×1矩阵，c(1)可被表示为1×N_p矩阵，相位对角矩阵[e^jθ(1),e^j2θ(1),...,e^jN_pθ(1)]可被表示为N_p×N_p矩阵。因此，由接收端在流1中接收的信号Y(1)可被表示为N_f×N_P矩阵。即，在式6中，行方向意指时间轴，列方向意指频率轴。

式7通过将总数为K的流中接收的信号叠加来获得。

[式7]

图18是示出根据本发明的实施方式的CFO估计方法的示图。

参照图18，如图16的描述中一样，各个流的HE-LTF序列以N_f个子载波为单位具有正交序列，因为HE-LTF序列以N_f个连续子载波为单位与不同P矩阵码相乘并加扰。

所有N_f(例如，4)个邻接子载波中的信道可大致不变(即，相关)。因此，如上所述假设在所有N_f(例如，4)个邻接子载波中信道相关较高，接收端可估计发送HE-LTF的各个HE-LTF符号中的信道。

相比之下，信道可在时域中由于CFO而按照各种方式改变。因此，接收端通过检查HE-LTF符号中发送的信号(即，HE-LTF序列)之间的相位差来估计CFO。

更具体地，首先，接收端在用于各个流的HE-LTF符号“t”中从通过N_f个邻接子载波接收的信号去除加扰HE-LTF序列和P矩阵码。

下面描述流1。接收端在HE-LTF符号“t”中从通过N_f个邻接子载波接收的流1的信号Y(1)去除HE-LTF序列和P矩阵码，如式8中一样。

[式8]

其中t＝1，...，N_P

在式8中，c*_t(k)指示用于流k(k是流索引)的P矩阵码的共轭转置矩阵。s^H(k)指示用于流k(k是流索引)的加扰HE-LTF序列的转置矩阵。

在式8中假设在N_f个子载波上信道具有高相关，获得式9。

[式9]

其中

在式9中，针对各个流加扰的HE-LTF序列以N_f个子载波为单位正交。因此，S^H(1)×s(k)(k≠1)的结果为0，因此流1以外的所有其它流中的信号分量被去除。

如果按照相同的方式对各个流中接收的信号执行上述方法，则可从特定HE-LTF符号去除对应流以外的所有其它流中发送的信号分量。

另外，接收端可针对各个HE-LTF符号从特定HE-LTF符号推导相位旋转，如式10中一样。

[式10]

另外，可如式11中一样基于从式10推导的值从HE-LTF符号之间的相位差估计CFO。

[式11]

如式12中一样基于通过式11推导的HE-LTF符号之间的相位差来推导CFO校正项。

[式12]

即，接收端如式12中一样推导各个流的CFO估计值。

另外，如果通过式12推导的值被应用于式9，则接收端可针对各个流估计各个HE-LTF符号的信道(即，推导信道估计值)。

2.在重用现有P矩阵的同时覆盖所有参数配置(即，可用音的数量)的方法

方法1-A)的问题在于如果使用现有P矩阵，则N_f值必须为2、4、6或8。

然而，在没有考虑附加方法的情况下802.11ax中所考虑的带宽或OFDMA参数配置中不同的所有数量的可用音无法仅由上述值覆盖。例如，如果40MHz中预期的可用音的数量为484，但是重用现有P矩阵，则仅N_f为2或4的情况是可能的，N_f为6或8的情况没有被划分。因此，需要一种关于哪一方法将应用于没有应用P矩阵的剩余音的新技术方法。

如果N_f为2或4，则意味着对于MU传输，可支持用户的最大数量(或流的数量)为2或4。为了覆盖11ax中可考虑的8个或更多个用户(或流)，需要定义新P矩阵，即，长度超过8(例如，11)的P矩阵。

然而，新P矩阵的定义可成为开销。例如，除了仅长度为11的情况以外，为了覆盖11ax中可考虑的所有参数配置，必须定义具有各种长度的P矩阵。因此，“第1方法”不具有显著优势。因此，如下提出一种能够利用现有P矩阵覆盖所有参数配置而无需定义新P矩阵的方法。

2-A)在排除剩余音之后应用方法1-A)

如果可用音(或子载波)/N_f的余数为“r”，则接收端可排除r个音并通过应用方法1-A)来生成HE-LTF序列。另外，接收端可可选地应用方法1-B)，并且可利用方法1-C)来执行CFO测量和信道估计。在这种情况下，可用音意指在分配给对应用户的频域中可映射HE-LTF序列的子载波。

另外，在这种情况下，所排除的音的信道系数可利用周围音的信道状态(例如，利用内插方法或外插方法)来计算。

在这种情况下，要排除的音可位于任何地方。然而，与要排除的音位于分配给对应用户的频域中的边缘处的情况相比，当在要排除的音位于应用方法1-A)的音之间的情况下估计要排除的音的信道时，可改进周围音的信道的利用率。因此，可在所排除的音的信道估计中获得更可靠的结果。

图19是示出根据本发明的实施方式的生成HE-LTF序列的方法的示图。

在图19中，假设N_f为4，参与UL MU传输的用户的数量为2，并且可用音(或子载波)为26。另外，假设未应用P_4×4的音在频域中位于最后。

参照图19，如图16中一样，HE-LTF序列以N_f(例如，4)个子序列为单位与用于各个流的P矩阵的不同行的矩阵元素相乘。

另外，如果剩余音小于P矩阵的长度(即，P矩阵的列大小)(在图19的情况下，“4”)，则剩余HE-LTF序列1901(即，L_25和L_26)不与P矩阵相乘。

另外，各个用户将如上所述生成的HE-LTF序列映射至HE-LTF符号的子载波。另外，各个用户在具有通过UL MU传输流的数量确定的数量的HE-LTF符号(在图19的情况下，4个符号)中发送HE-LTF序列。

在这种情况下，可选地，如方法1-B)中一样为了在时域中维持正交性，各个HE-LTF符号的数据音可与用于各个流的P矩阵的不同行相乘。

接收端可通过在与P矩阵码相乘的HE-LTF序列所映射至的音(图19中的L_1至L_24)中应用方法1-C)来执行CFO测量和信道估计。

然而，未与P矩阵码相乘的HE-LTF序列所映射至的音1901(即，L_25和L_26)中的信道估计可利用与P矩阵码相乘的HE-LTF序列所映射至的音的信道状态来计算。

例如，信道估计可利用如式13中的线性运算来计算。

[式13]

在式13中，“h”指示要获得的信道的状态(即，未与P矩阵码相乘的音中的信道估计值)。“i”指示音的索引(即，“i”是与P矩阵码相乘的HE-LTF序列所映射至的音的索引)。“w_i”和“h_i”指示第i音中的权重值和信道状态(即，信道估计值)。

在这种情况下，权重可被设定为较高值，因为相邻音的相关较高。

又如，该方法可被同样应用于以下情况。在以下情况中，各个音数量示出11ax中所考虑的OFDMA方法中可使用的音的数量。另外，以下示例是使用11ax中所考虑的长度比现有11ac长两倍或四倍的2x HE-LTF和4x HE-LTF的4x HE-LTF的情况。如果使用2x HE-LTF，则这可能不同。

-在52个音的情况下，当应用长度为6或8的P矩阵时

-在106个音的情况下，当应用长度为4、6或8的P矩阵时

-在107个音的情况下，当应用长度为2、4、6或8的P矩阵时

-在108个音的情况下，当应用长度为8的P矩阵时

-在242个音的情况下，当应用长度为4、6或8的P矩阵时

-在484个音的情况下，当应用长度为6或8的P矩阵时

-在994个音的情况下，当应用长度为4、6或8的P矩阵时

-在996个音的情况下，当应用长度为8的P矩阵时

2-B)在剩余音中使用不同长度的P矩阵之后应用方法1-A)

如果可用音(或子载波)/N_f的余数为“r”，则接收端可通过在r个音以外的音中应用方法1-A)来生成HE-LTF序列。另外，接收端通过在r个音中利用适合于“r”的大小的P矩阵应用方法1-A)来执行CFO测量和信道估计。

另外，可选地，接收端可应用方法1-B)并且可利用方法1-C)执行CFO测量和信道估计。

图20是示出根据本发明的实施方式的生成HE-LTF的方法的示图。

在图20中，假设N_f为4，参与UL MU传输的用户的数量为2，并且可用音(或子载波)为26。另外，假设未应用P_4×4的音在频域中位于最后。

参照图20，如图16中一样，HE-LTF序列以N_f(例如，4)个子序列为单位与用于各个流的P矩阵的不同行的矩阵元素相乘。

另外，如果剩余音小于P矩阵的长度(即，P矩阵的列大小)(在图20的情况下，“4”)，则剩余HE-LTF序列元素2001(即，L_25和L_26)与长度与剩余音的数量相同的P矩阵相乘。即，在图20的情况下，由于剩下两个音，所以通过与P_2×2的行相乘来生成HE-LTF序列。

在这种情况下，剩余音(即，r个音)需要总是按照所应用的P矩阵的长度邻接地设置(剩余音可位于任何地方，只要它们按照P矩阵的长度邻接)。另外，参与UL MU传输的用户的数量可被生成HE-LTF序列所应用的P矩阵的最小长度或以下(在图20的情况下，2或以下)覆盖。

另外，各个用户将如上所述生成的HE-LTF序列映射至HE-LTF符号的子载波。在这种情况下，在具有通过UL MU传输流的数量确定的数量(在图20的情况下，2个符号)的HE-LTF符号中发送HE-LTF序列。

在这种情况下，可选地，如方法1-B)中一样为了在时域中维持正交性，各个HE-LTF符号的数据音可另外与用于各个流的P矩阵的不同行相乘。

接收端可通过基于与HE-LTF序列相乘的P矩阵的长度应用方法1-C)来执行CFO测量和信道估计。即，由于P_4×4被应用于音L_1至L_24，所以接收端可在假设信道相关较高的情况下每4个音执行CFO测量和信道估计。由于P_2×2被应用于音L_25和L_26，所以接收端可在假设信道相关较高的情况下每2个音执行CFO测量和信道估计。

例如，上述方法可被应用于以下情况。在以下描述中，音的数量示出11ax中所考虑的OFDMA方法中可使用的音的数量。在以下情况中，11ax中所考虑的长度比现有11ac长两倍或四倍的2x HE-LTF和4x HE-LTF和4x HE-LTF。

-在26个音的情况下，当应用长度为4、6或8的P矩阵时，长度为2的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，用户的数量必须为2或以下。

-在52个音的情况下，当应用长度为6或8的P矩阵时，长度为2或4的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，在任一情况下用户的数量必须为2或4或以下。

-在106个音的情况下，当应用长度为4或8的P矩阵时，长度为2的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，用户的数量必须为2或以下。

-在106个音的情况下，当应用长度为6的P矩阵时，长度为2或4的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，在任一情况下用户的数量必须为2或4或以下。

-在108个音的情况下，当应用长度为8的P矩阵时，长度为2或4的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，在任一情况下用户的数量必须为2或4或以下。

-在242个音的情况下，当应用长度为4、6或8的P矩阵时，长度为2的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，用户的数量必须为2或以下。

-在484个音的情况下，当应用长度为6或8的P矩阵时，长度为2或4的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，在任一情况下用户的数量必须为2或4或以下。

-在994个音的情况下，当应用长度为4或8的P矩阵时，长度为2的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，用户的数量必须为2或以下。

-在994个音的情况下，当应用长度为6的P矩阵时，长度为2或4的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，在任一情况下用户的数量必须为2或4或以下。

-在996个音的情况下，当应用长度为8的P矩阵时，长度为2或4的P矩阵可被应用于剩余音。在这种情况下，在任一情况下用户的数量必须为2或4或以下。

然而，在这种情况下，针对UL MU传输覆盖的用户的数量不可避免地根据应用于剩余r个音的P矩阵的长度而受到限制。因此，与该情况不同，可用音(或子载波)/N_f的余数为“0”的P矩阵可用于所有音。例如，在26个音的情况下，长度为2的P矩阵可针对所有音被应用于HE-LTF序列。这种方法可被应用于其它音。

2-C)在使用具有各种长度的P矩阵之后应用“第1方法”

长度一以外的2、4、6或8长度的P矩阵可被组合，并且可通过应用方法1-A)来生成HE-LTF序列。另外，可选地，可应用方法1-B)，并且可利用方法1-C)执行CFO测量和信道估计。

在这种情况下，参与UL MU传输的用户的数量必须小于应用于HE-LTF的P矩阵(即，与HE-LTF序列相乘的P矩阵)的最小长度。换言之，仅可应用长度等于或大于参与UL MU传输的用户的数量的P矩阵。

例如，如果两个用户在执行UL MU传输的情况下使用26个音(即，如果两个用户在26个音中执行UL MU MIMO传输或者两个用户中的每一个在26个音中执行UL OFDMA传输)，则它们可使用长度为8的P矩阵一次，可使用长度为6的P矩阵一次，可使用长度为4的P矩阵两次，并且可使用长度为2的P矩阵两次。

另外，根据可用音的数量，可进行各种组合。另外，HE-LTF与各个P矩阵相乘的位置不受限制。即，HE-LTF序列可与任何序列中的各种组合的长度的P矩阵相乘。

另外，各个用户将如上所述生成的HE-LTF序列映射至HE-LTF符号的子载波。另外，在具有通过UL MU传输流的数量确定的数量的HE-LTF符号中发送HE-LTF序列。

在这种情况下，可选地，如方法1-B)中一样为了在时域中维持正交性，各个HE-LTF符号的数据音另外与用于各个流的P矩阵的不同行相乘。

接收端可通过基于与HE-LTF序列相乘的P矩阵的长度应用方法1-C)来执行CFO测量和信道估计。

另外，可应用这种方法的音的数量不受限制。例如，用于UL MU传输的音的数量可按照相同的方式应用于52、106、107、108、242、484、994或996个音的情况。

另外，方法2-C)可与方法2-A)组合。即，如果单长度以外的2、4、6或8长度的P矩阵被组合并应用，则当存在剩余音时，可执行传输而无需如方法2-A)中一样将P矩阵应用于剩余音。

2-D)使用P矩阵的循环正交性

另外，本发明的实施方式提出一种利用P矩阵的循环正交性通过在没有P矩阵的应用被排除的音的情况下充分利用所有音来更精确地执行信道估计和CFO测量的方法。

图21是示出根据本发明的实施方式的生成HE-LTF的方法的示图。

在图21中，假设N_f为4，参与UL MU传输的用户的数量为2，并且可用音(或子载波)为26。

参照图21，HE-LTF序列如图16中一样以各个流的N_f(例如，4)个子序列为单位与P矩阵的不同行的矩阵元素相乘。

另外，如果最后剩余音小于P矩阵的长度(即，P矩阵的列大小(在图21的情况下，“4”))，则P矩阵值被循环地分配给最后两个音。即，在图21中，最后剩余HE-LTF序列元素2101(即，L_25和L_26)从P矩阵的行的第一元素依次与矩阵元素(即，与L_21和L_22相乘的P矩阵的值)相乘。

另外，各个用户将如上所述生成的HE-LTF序列映射至HE-LTF符号的子载波。另外，在具有通过UL MU传输流的数量确定的数量(例如，在图21的情况下，4个符号)的HE-LTF符号中发送HE-LTF序列。

接收端可针对应用了P矩阵的各个音块通过按照相同的方式应用方法1-C)来执行CFO测量和信道估计。即，接收端可针对诸如(L_1,L_2,L_3,L_4)、(L_5,L_6,L_7,L_8)、...、(L_21,L_22,L_23,L_24)和(L_23,L_24,L_25,L_26)的各个音块计算信道和CFO估计值。

由于从用户1和用户2的第二十三个音(即，L_23)至用户1和用户2的第二十六个音(即，L_26)通过如上所述循环地应用P矩阵来在各个用户中维持正交性，接收端可通过应用方法1-C)的式来测量信道和CFO。

在这种情况下，循环地应用P矩阵的剩余音的位置不限于可用音中的任何地方。

如图21的示例中一样，P矩阵可被循环地应用于最后音位置，但是P矩阵可被循环地应用于最前面的部分。即，在最前面的部分，HE-LTF序列元素可从P矩阵的行的最后元素依次与矩阵元素相乘。例如，如果L_3、L_4、L_5和L_6与P矩阵的行相乘，如果L_1和L_2与和L_5和L_6相乘的P矩阵的值相乘，则可从第一音(即，L_1)至第四音(即，L_4)针对各个用户维持正交性。

另外，HE-LTF序列可通过与P矩阵相乘来配置，以使得在最前面和最后面均留下音。例如，(L_2,L_3,L_4,L_5)至(L_22,L_23,L_24,L_25)可与P_4×4矩阵的行相乘。即，最后剩余HE-LTF序列元素可从P矩阵的行的第一元素依次与矩阵元素相乘，并且最前面的部分处的HE-LTF序列元素可从P矩阵的行的最后元素依次与矩阵元素相乘。即，在上述示例中留下的L_26可与和L_22相乘的P矩阵的值相乘，并且在上述示例中留下的L_1可与和L_5相乘的P矩阵的值相乘。即使在这种情况下，可利用P矩阵的循环正交性针对各个用户维持正交性。

可应用此方法的音的数量不受限制。例如，用于UL MU传输的音的数量可按照相同的方式被应用于52、106、107、108、242、484、994或996个音。

另外，方法2-D)可与方法2-C)组合。例如，如果各种长度的P矩阵如方法2-C)中一样组合，则P矩阵可利用方法2-D)被循环地应用于剩余音。

另外，在为了CFO和信道估计进行计算时，无法如图21中一样针对应用了P矩阵的各个音块(即，L_1～L_4、L_5～L_8、L_9～L_12、...)分割并计算子载波。这在下面参照附图来描述。

在图22中，假设N_f为4，参与UL MU传输的用户的数量为2，并且可用音(或子载波)为26。

参照图22，可针对诸如L_1～L_4、L_2～L_5、L_3～L_6、...的各个音块利用P矩阵的循环正交性计算CFO和信道。如果使用这种音块，则有这样的优点：CFO和信道估计的精度可改进，因为用于CFO和信道估计的样本的数量增加。

另外，在图22中，基于一条音间距对音块进行分类，但是本发明不限于此。即，与上述示例不同，可利用2或3条音间距来设定音块。

如果具有相同长度的P矩阵被连续地应用，则可使用这种方法。可应用此方法的音的数量不受限制。例如，用于UL MU传输的音的数量可按照相同的方式应用于52、106、107、108、242、484、994或996个音。

另外，在图22的示例中的信道估计时，与各个音对应的最终信道系数可如式14中通过向针对各个音块推导的信道系数增加权重的线性运算来计算。

[式14]

在式14中，“h”指示要计算的信道状态(即，信道估计值)。“i”指示音块索引。“w_i”和“h_i”指示第i音块的权重值和信道状态(即，信道估计值)。

在这种情况下，权重可被设定为较大值，因为相邻音之间相关增加。

另外，如果利用上述循环正交性生成HE-LTF序列，则当使用长度为8的P矩阵(即，P_8×8)时可从多个角度获得各种优点。因此，另外提出仅应用P_8×8的方法。

如果使用P_8×8，则可覆盖直至8个用户。另外，如果用户的数量为4或以下，则由于P_8×8包括正交P_4×4子矩阵(即，由于它是P_4×4哈达玛)，所以P_8×8可作为N_f为4的情况操作。另外，如果用户的数量为2或以下，则由于P_8×8包括正交2×2子矩阵，所以P_8×8可作为N_f为2的情况操作。

在这种情况下，如果用户的数量为4或以下，则为了正交性仅P矩阵的四行(例如，从第一行至第四行或者从第五行至第八行)必须被应用。

另外，同样，如果用户的数量为2或以下，则为了正交性仅P矩阵的两行(例如，第一行和第二行(或者第三行和第四行、第五行和第六行、或第七行和第八行)必须被应用。

即，提出了这样一种方法：在所有情况下(在所有带宽中并且在OFDMA的所有资源单元中)长度为8的P矩阵被固定并应用，并且如果参与UL MU传输的用户的数量为5至8则在N_f为8的模式下操作，如果参与UL MU传输的用户的数量为4或以下则在N_f为4的模式下操作，如果参与UL MU传输的用户的数量为3或以下则在N_f为3的模式下操作。

3.在最大程度地减小N_f的同时没有任何改变地维持可支持用户的数量的方法

在方法1-C)中只有当相邻N_f音具有相同信道状态时才可以按照数学方式测量CFO。因此，如果在频域中相邻N_f音之间的信道相关不大，则方法1-C)可能不具有显著优势。

在这种情况下，由于该方法可支持数量与N_f值对应的UL MU传输用户，所以N_f值无法无限地减小。本发明的实施方式还提出了一种能够在通过减小N_f来增加信道估计的精度的同时没有任何改变地维持针对UL MU传输可支持的用户的数量的新方法。

用户被分类为多个组，用户组特定LTF音被分配给各个组，在属于同一组的用户之间通过应用“第2方法”来生成HE-LTF序列，并且执行CFO测量和信道估计。

在这种情况下，组的数量可包括针对UL MU传输所支持的用户的总数。即，一个用户可属于各个组。

另外，组内的用户的数量(或流的数量)可根据N_f值的设置而变化，并且组内的用户的数量(或流的数量)可支持最大值N_f。

另外，此方法提出了一种结构，其中各个用户可通过在HE-LTF符号的总数的N_f个HE-LTF符号(或者组内的用户的数量)之后改变分配给各个组的音的位置来覆盖HE-LTF符号内的所有音。在这种情况下，HE-LTF符号的总数可通过属于所有组的用户的数量(或者分配给所有组的流的数量)来确定。

如上所述，各个用户必须覆盖所有音的原因是为了信道估计。针对属于HE-LTF符号的总数并且基于属于各个组的用户的数量的各个HE-LTF符号改变分配给各个组的音的位置的原因是为了CFO测量。

在图23中，假设用户组的数量为2，属于各个组的用户的数量为2，N_f为2，并且可用音(或子载波)为26。

例如，如果如图23中一样支持总共四个用户(用户1至4)，如果N_f被设定为2，则针对各个组可支持最多两个用户。例如，如果如图23中一样用户被分类为两个组，则用户1和用户2可被设定为组1，用户3和用户4可被设定为组2。

如果四个用户中的每一个发送一个流，则存在总共4个HE-LTF符号。

另外，如果可用音为26，则第一HE-LTF符号和第二HE-LTF符号的最多前13个音2301可被分配给组1(即，用户1和2)，并且剩余音2302可被分配给组2(即，用户3和4)。

然而，本发明不限于该示例，不同的音可被分配给各个组。例如，类似于L_1至L_6和L_14至L_20的13个音可被分配给组1，类似于L_7至L_13和L_21至L_26的13个音可被分配给组2。

在这种情况下，各个用户可在未分配给对应用户所属的组的音中将LTF值设定为“0”，并且可在分配给对应用户所属的组的音中利用设定为“0”的音中所使用的功率来执行传输。

另外，第三HE-LTF符号和第四HE-LTF符号与第一HE-LTF符号和第二HE-LTF符号相反。即，最多前13个音2304可被分配给组2(即，用户3和4)，剩余音2303可被分配给组1(即，用户1和2)。

在这种情况下，各个用户可覆盖所有音，可通过应用“第2方法”来测量所有音的信道。另外，由于与第1方法或第2方法相比，N_f可被设定为较小，所以信道估计性能也可改进。

另外，在上述示例中，可通过第一HE-LTF符号和第二HE-LTF符号之间以及第三HE-LTF符号和第四HE-LTF符号之间的相位差获得CFO测量。

该方法的优点在于可改进信道估计性能，但是缺点在于当计算CFO时所使用的样本的数量按照组的数量的逆转倍数减少。然而，由于与第1方法或第2方法相比在各个样本中每音使用更大的功率执行传输，所以可保证CFO测量的可靠性能。

可应用该方法的音的数量不受限制。例如，用于UL MU传输的音的数量可按照相同的方式应用于52、106、107、108、242、484、994或996个音。

参照图24，无线设备(AP或非AP STA)根据UL MU传输带宽在频域中以子序列(即，一行的P矩阵的长度)为单位通过将P矩阵应用于预定义的序列(即，相乘)来生成HE-LTF序列(S2401)。

在这种情况下，无线设备可利用1-A)、2-A)、2-B)、2-C)和2-D)方法和/或第3方法中的一个或更多个来生成HE-LTF序列。更具体地，如果使用方法2-D)，如果通过将预定义的序列除以P矩阵的一行的长度存在剩余序列，则剩余序列可与P矩阵的一行的循环移位的矩阵元素相乘。即，HE-LTF序列可利用P矩阵的循环正交性来生成。

无线设备将P矩阵的一行应用于生成的HE-LTF序列所映射至的一个或更多个HE-LTF符号(S2402)。即，无线设备将P矩阵应用于生成的HE-LTF序列所映射至的各个HE-LTF符号的数据音。

在这种情况下，无线设备可利用方法1-B)将P矩阵的一行应用于各个HE-LTF符号。

无线设备发送包括一个或更多个HE-LTF符号的PPDU(S2403)。

在这种情况下，PPDU可被配置为具有图12至图15所示的格式之一。

可应用本发明的一般设备

图25是举例说明根据本发明的实施方式的无线设备的框图。

参照图25，根据本发明的设备2510可包括处理器2511、存储器2512和射频(RF)单元2513。设备2510可以是用于实现本发明的实施方式的AP或非AP STA。

RF单元2513连接至处理器2511以发送和/接收无线信号。例如，RF单元2513可根据IEEE 802.11***实现物理层。

处理器2511连接至RF单元2513以根据IEEE 802.11***实现物理层和/或MAC层。处理器2511可被配置为根据图1至图24根据本发明的各种实施方式执行操作。另外，根据图1至图24根据本发明的各种实施方式实现AP和/或STA的操作的模块可被存储在存储器2512中并由处理器2511执行。

存储器2512连接至处理器2511并且存储用于驱动处理器2511的各种信息。存储器2512可被包括在处理器2511中或者被安装在处理器2511外部并通过已知手段连接至处理器2511。

另外，设备2510可具有单个天线或多个天线。

设备2510的详细配置可被实现为使得上述本发明的各种实施方式中所描述的特征被独立地应用或者两个或更多个实施方式被同时应用。

图26是在图25的设备2510作为接收端操作的情况下控制器的更详细的示图。

控制器可包括LTF序列解扰器2601、CFO估计器2602以及使用P矩阵解扩的传统信道估计器2603。

LTF序列解扰器2601从接收自一个或更多个无线设备的信号对HE-LTF序列进行解扰。

即，如方法1-C)中一样，LTF序列解扰器2601可利用式8从所接收的信号去除(即，解扰)HE-LTF序列以及应用于HE-LTF序列的P矩阵码(即，P矩阵的一行)。

如果需要，CFO估计器2602估计CFO。

CFO估计器2602可基于发送所接收的信号的符号之间的相位差来估计CFO。更具体地，CFO估计器2602可在假设对于P矩阵码的长度的各个子载波(即，P矩阵的一行)，信道相同的情况下估计CFO。

即，如方法1-C)中一样，在假设N_f个子载波中信道具有高相关的情况下，CFO估计器2602可利用式9从各个流提取信号。另外，CFO估计器2602可利用式10来推导各个HE-LTF符号的相位旋转，并且可基于利用式11推导的HE-LTF符号之间的相位差利用式12推导CFO估计值。

使用P矩阵解扩的传统信道估计器2603利用P矩阵解扩执行信道估计。

即，如方法1-C)中一样，使用P矩阵解扩的传统信道估计器2603可针对各个流通过将由式12推导的CFO估计值应用于式9来推导各个HE-LTF符号的信道估计值。

到目前为止描述的实施方式是以预定形式联接的那些元件和技术特征。只要没有任何明显提及，各个元件和技术特征应该被视为选择性的。各个元件和技术特征可在不与其它元件或技术特征联接的情况下具体实现。另外，还可通过将一部分元件和/或技术特征联接来构造本发明的实施方式。本发明的实施方式中所描述的操作的次序可改变。实施方式中的一部分元件或技术特征可被包括在另一实施方式中，或者可被与其它实施方式对应的元件和技术特征代替。显而易见的是，通过在以下权利要求中将不具有明确引用关系的权利要求组合来构造实施方式或者将权利要求包括在申请之后通过修改设定的新权利要求中。

本发明的实施方式可通过例如硬件、固件、软件及其组合的各种手段来实现。在硬件的情况下，本发明的实施方式可通过一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。

在通过固件或软件实现的情况下，本发明的实施方式可按照诸如执行到目前为止描述的功能或操作的模块、过程、函数等的形式来实现。软件代码可被存储在存储器中并由处理器驱动。存储器可被设置在处理器的内部或外部，并且可利用各种已知手段与处理器交换数据。

本领域技术人员将理解，在不脱离本发明的基本特征的情况下，可进行各种修改和变化。因此，详细描述不限于上述实施方式，而是应该被视为示例。本发明的范围应该通过所附权利要求书的合理解释来确定，并且等同范围内的所有修改应该被包括在本发明的范围内。

工业实用性

在无线通信***中，主要描述上行链路多用户发送和接收方法被应用于IEEE802.11***的示例，但是除了IEEE 802.11***以外，上行链路多用户传输方法可被应用于各种无线通信***。

Claims

1.一种在无线通信***中由站STA设备执行多用户MU传输的方法，该方法包括以下步骤：

根据MU传输带宽在频域中生成高效-长训练字段HE-LTF序列；以及

发送包括所述HE-LTF序列所映射至的一个或更多个符号的物理协议数据单元PPDU，

其中，所述HE-LTF序列是通过以P矩阵的一行的长度为单位将预定义的序列与所述P矩阵的一行相乘来生成的。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，如果存在通过将所述预定义的序列除以所述P矩阵的一行的长度而获得的剩余序列，则所述P矩阵的一行的矩阵元素被循环移位，并且所述剩余序列与所述矩阵元素相乘。

3.根据权利要求2所述的方法，该方法还包括以下步骤：将所述P矩阵的所述一行应用于所述一个或更多个HE-LTF符号。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，独立于针对所述MU传输分配的时空流的数量，所述P矩阵的长度被固定为8。

5.根据权利要求2所述的方法，其中，所述P矩阵的长度具有2、4和8中的一个或更多个的组合。

6.根据权利要求2所述的方法，其中，所述方法以与所述P矩阵的所述一行相乘的音为单位用于载波频率偏移和信道估计。

7.根据权利要求2所述的方法，其中，独立于以与所述P矩阵的所述一行相乘的音为单位，所述方法以具有特定音间隔的音为单位用于载波频率偏移和信道估计。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，如果存在通过将所述预定义的序列除以所述P矩阵的一行的长度而获得的剩余序列，则所述剩余序列不与所述P矩阵的所述一行相乘。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，如果存在通过将所述预定义的序列除以所述P矩阵的一行的长度而获得的剩余序列，则所述剩余序列与适合于所述剩余序列的长度的所述P矩阵的一行相乘。

10.根据权利要求1所述的方法，其中，用于所述HE-LTF序列的映射的音针对所述MU传输带宽内的各个组被分类并分配。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，在所述HE-LTF符号当中的数量与所述组内的STA的数量对应的符号之后，用于所述HE-LTF序列的映射的所述音被不同地分配。

12.一种在无线通信***中执行多用户MU传输的站STA设备，该STA设备包括：

射频RF单元，该RF单元被配置为发送或接收无线电信号；以及

处理器，该处理器被配置为控制所述RF单元，

其中，所述处理器被配置为根据MU传输带宽在频域中生成高效-长训练字段HE-LTF序列，并且发送包括所述HE-LTF序列所映射至的一个或更多个符号的物理协议数据单元PPDU，并且

13.一种在无线通信***中由站STA设备接收多用户MU传输的方法，该方法包括以下步骤：

从所接收的信号将高效-长训练字段HE-LTF序列和应用于所述HE-LTF序列的P矩阵的一行解扰；

基于发送所述信号的符号之间的相位差来估计载波频率偏移CFO；以及

利用所估计的CFO的值来估计发送所述信号的各个符号的信道，

其中，在假设与所述P矩阵的所述一行的长度对应的子载波具有相同的信道的情况下估计所述CFO。

14.一种在无线通信***中接收多用户MU传输的设备，该设备包括：

射频RF单元，该RF单元被配置为发送或接收无线电信号；以及

处理器，该处理器被配置为控制所述RF单元，

其中，所述处理器被配置为从所接收的信号将高效-长训练字段HE-LTF序列和应用于所述HE-LTF序列的P矩阵的一行解扰，基于发送所述信号的符号之间的相位差来估计载波频率偏移CFO，并且利用所估计的CFO的值来估计发送所述信号的各个符号的信道，并且

在假设与所述P矩阵的所述一行的长度对应的子载波具有相同的信道的情况下估计所述CFO。