CN107181415B - 一种固态变压器模型预测控制方法 - Google Patents

一种固态变压器模型预测控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种固态变压器模型预测控制方法,该方法利用双非零矢量进行模型预测控制,提出了适用于固态变压器中高、低压侧变流器的固定开关频率模型预测控制方法,该控制方法包括高压侧变流器交流侧电流预测控制、低压侧变流器输出电压预测控制。与现有技术相比,本发明避免了比例积分控制器参数整定引起的不稳定问题,可有效降低单矢量模型预测控制中过高的采样频率,且开关频率固定,固态变压器各级电压、电流具有良好的动态响应和抗负载扰动能力。

Description

一种固态变压器模型预测控制方法
技术领域
本发明涉及一种固态变压器预测控制技术,尤其是涉及一种固态变压器模型预测控制方法。
背景技术
固态变压器作为分布式电源、储能装置和负载与微网的接口设备,是新型智能微网控制的核心。固态变压器可控性强、响应快速,使微网能够以固态变压器为基本控制单元,在保证安全性与可靠性的基础上,实现能量管理、模式切换、即插即用。
交-直-交型固态变压器结构上包括高压侧变流器、DC-DC变换器和低压侧变流器。其中,DC-DC变换器在结构上完全对称,允许电能双向传输。高、低压侧变流器的控制常采用电压定向控制策略,利用比例积分控制器分别控制解耦后的d-q轴分量,有良好的控制性能,但PI控制器设计依赖于***参数,且参数整定繁琐。模型预测控制将预测控制与最优控制相结合,使复杂***的控制问题转化为求解性能优化函数的优化问题,近年来已逐渐应用于电力电子变流器控制领域。单非零矢量模型预测控制用于单相脉冲宽度调制整流器及三相逆变器,均取得良好控制效果。
目前对固态变压器的模型预测控制研究较少,有学者利用虚拟直流回路,将模型预测控制用于交-交型矩阵式固态变压器,对交-直-交型SST的模型预测控制有一定参考意义。此外,单非零矢量的模型预测控制开关频率不固定且需较高的采样频率。变化的开关频率不利于滤波器设计,较高的采样频率会使***延迟,影响控制器的运行性能。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种固态变压器模型预测控制方法,该方法避免了比例积分控制器参数整定引起的不稳定问题,可有效降低单矢量模型预测控制中过高的采样频率,且开关频率固定,固态变压器各级电压、电流具有良好的动态响应和抗负载扰动能力。
利用常规模型预测控制无需脉宽调制控制器的优势,对固态变压器的高、低压侧变流器进行预测控制,固态变压器各级电压、电流具有良好的动态响应和抗负载扰动能力,并可避免比例积分控制器参数整定引起的不稳定问题。
利用空间矢量调制原理,选取双非零矢量和零矢量,并根据各矢量占空比与优化函数的关系,确定一个控制周期内各矢量的作用时间和开关序列,可有效降低单矢量模型预测控制中过高的采样频率。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现:
一种固态变压器模型预测控制方法,该方法利用双非零矢量进行模型预测控制,提出了适用于固态变压器中高、低压侧变流器的固定开关频率模型预测控制方法,该控制方法包括高压侧变流器交流侧电流预测控制、低压侧变流器输出电压预测控制。
所述的高压侧变流器交流侧电流预测控制过程如下:
101)测量高压侧变流器交流侧输入电压、网侧电压和网侧电流;
102)计算交流侧参考电流;
103)交流侧电流预测子过程;
104)矢量占空比计算;
105)开关序列优化子过程;
106)输出最优开关信号。
所述的交流侧参考电流利用功率瞬时平衡理论求得,忽略变流器自身的功率损耗,根据交、直流侧功率平衡可得:
Figure BDA0001329099010000021
式中,Udc1为固态变压器高压直流母线电压,C1为高压直流侧电容,Po为直流侧的有功功率,uind、uinq分别为高压侧变流器交流侧电压的d、q轴分量,iind、iinq分别为高压侧变流器交流侧电流的d、q轴分量;
令电网电压ug的相电压幅值为Um,且d轴方向与ug相同,由瞬时无功功率知,Q=|ug|×iq,当整流器工作在单位功率因数时,给定i* gq=0即可,忽略电流的计算时延,认为i* gd=iind、i* gq=iinq,从而得d轴参考电流i* gq
Figure BDA0001329099010000033
所述的交流侧电流预测子过程利用欧拉法预估,在αβ坐标系下建立高压侧变流器工作于整流状态下的状态方程:
Figure BDA0001329099010000034
Figure BDA0001329099010000035
式中,u、u分别表示网侧电压的α、β分量,i、i分别表示网侧电流的α、β分量,Rg、Lg分别表示网络等效电阻和电感,uinα、uinβ分别为交流侧电压uin的α、β分量;
定义uin和开关状态Srec在αβ坐标系中为uinαβ和Srec_αβ,与直流母线电压Udc1的关系为uinβ=Udc1Srec_αβ,其中,开关状态Srec={SA,SB,SC},当第x相上桥臂导通时,Sx=1,其中x=A,B,C;第x相上桥臂关断时,Sx=0;
利用欧拉法预估,可得k+1时刻网侧电流的预测值:
Figure BDA0001329099010000036
式中,Ts为控制器采样周期,考虑到实际数字***中存在一拍延时,在得到k+1时刻的预测值后,再代入上式进行两步预测,为使预测电流跟踪参考电流,建立整流模式下性能优化函数为:
Figure BDA0001329099010000037
其中,fc_rec为整流模式下的优化性能函数,i* 、i* 分别为网侧参考电流的α、β分量,i(k+2)、i(k+2)分别为两步预测电流的α、β分量。
所述的低压侧变流器输出电压预测控制过程为:
201)测量低压侧变流器滤波电感电流、输出电压和输出电流;
202)低压侧变流器输出电压预测子过程;
203)矢量占空比计算;
204)开关序列优化子过程;
205)输出最优开关信号。
所述的低压侧变流器输出电压预测子过程将低压侧变流器状态方程离散化,从而实现输出电压预测控制,建立变流器的状态空间模型:
Figure BDA0001329099010000041
其中,
Figure BDA0001329099010000042
C=[0 1]。
式中,rf、Lf和Cf分别为低压侧变流器的等效滤波电阻、滤波电感和滤波电容,uf和if分别为滤波电感电压和电流,uo和io分别为输出电压、输出电流,矩阵A、B、Bd和C为变流器状态空间方程系数矩阵。
将状态空间模型离散化,可得:
x(k+1)=Apx(k)+Bpuf(k)+Bdpio(k)
式中,
Figure BDA0001329099010000045
Ts为采样周期,矩阵Ap、Bp、Bdp为变流器状态空间方程离散化之后的系数矩阵。,k+1时刻的预测电压uopi(k+1)为:
uopi(k+1)=C·[Apx(k)+Bpuf(k)+Bdpio(k)]
进行两步预测后,输出电压的性能优化函数为:
Figure BDA0001329099010000044
其中,fc_inv为逆变模式下的优化性能函数,u* 、u* 分别为输出电压的α、β分量,uopα(k+2)、uopβ(k+2)分别为两步预测电压的α、β分量。
所述的矢量占空比计算根据各矢量占空比与优化函数的关系,优化一个控制周期内各矢量的作用时间,以在一个周期内选取两个非零电压矢量和零矢量进行预测控制。
所述的矢量占空比计算具体过程如下:
由于三相变流器电压空间矢量分为六个扇区,固定开关频率模型预测控制算法在迭代选优的过程中,依次选择各扇区相邻的两个非零矢量vX和vX+1进行预测,其中,X为扇区编号,当X=6时,vX+1=v1
在变流器两种工作状态下,计算vX、vX+1和零矢量对应的性能优化函数fcX(k+2)、fcX+1(k+2)和fc0(k+2),按下式计算出vX、vX+1和零矢量对应的占空比dX、dX+1和d0
Figure BDA0001329099010000051
根据各电压矢量占空比与性能优化函数的关系,即建立基于双非零矢量的固定开关频率模型预测控制算法的优化函数fc
fc=dXfcX(k+2)+dX+1fcX+1(k+2)
所述的开关序列优化子过程利用空间矢量调制原理确定开关序列。
所述的开关序列优化子过程具体为:
当参考电压位于扇区I时,得到最优的相邻非零电压矢量为v1和v2,前Ts/2,空间电压矢量v0、v1、v2、v7依次作用时间为T0/4、T1/2、T2/2、T0/4;其中,T0=d0Ts、T1=d1Ts、T2=d2Ts,T0、T1、T2分别为v0、v1、v2在一个控制周期内的作用时间,d0、d1、d2分别为v0、v1、v2的占空比;后Ts/2内,按v7、v2、v1、v0的顺序依次作用;当参考电压位于扇区II时,最优相邻非零电压矢量为v2和v3,为减少开关次数,每次仅一个开关动作,因此一个周期内,v0、v3、v2、v7、v7、v2、v3、v0依次作用。其余扇区的开关序列优化子过程同理。
与现有技术相比,本发明具有以下优点:
(1)利用常规模型预测控制无需脉宽调制控制器的优势,对固态变压器的高、低压侧变流器进行预测控制,简化了***整体控制结构,避免比例积分控制器参数整定引起的不稳定问题;
(2)选取双非零矢量和零矢量,并根据各矢量占空比与优化函数的关系,确定一个控制周期内各矢量的作用时间和开关序列,可有效降低单矢量模型预测控制中过高的采样频率;
(3)固态变压器各级电压、电流具有良好的动态响应和抗负载扰动能力,可足微网对固态变压器的控制要求。
附图说明
图1为本申请的固态变压器结构与控制框图;
图2为三相变流器空间电压空间矢量和扇区示意图;
图3(a)为本申请参考电压位于扇区I时的开关序列选择示意图;
图3(b)为本申请参考电压位于扇区II时的开关序列选择示意图
图4为本申请的模型预测控制算法流程图;
图5为本申请在负载功率因数变化时固态变压器网侧功率因数仿真图;
图6为本申请在负载功率因数变化时固态变压器高压直流电压仿真图;
图7(a)为MPC控制输出相电压及开关频率仿真图;
图7(b)为本申请控制输出相电压及开关频率仿真图;
图8(a)为关于网侧功率因数的负载突变时本申请与PI控制效果对比图;
图8(b)为关于低压侧输出相电压标幺值及输出相电流的负载突变时本申请与PI控制效果对比图;
图9(a)为关于网侧电压、电流的负载随机波动时本申请与PI控制效果对比图;
图9(b)为关于低压侧输出相电压标幺值电压和相电流的负载随机波动时本申请与PI控制效果对比图;
图10(a)为关于网侧电压、电流、功率因数的分布式电源出力改变时本申请与PI控制效果对比图;
图10(b)为关于低压侧输出相电压标幺值和相电流的分布式电源出力改变时本申请与PI控制效果对比图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例是本发明的一部分实施例,而不是全部实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例,都应属于本发明保护的范围。
本发明固态变压器模型预测控制方法,该方法利用双非零矢量进行模型预测控制,提出了适用于固态变压器中高、低压侧变流器的固定开关频率模型预测控制算法。
利用常规模型预测控制无需脉宽调制控制器的优势,对固态变压器的高、低压侧变流器进行预测控制,固态变压器各级电压、电流具有良好的动态响应和抗负载扰动能力,并可避免比例积分控制器参数整定引起的不稳定问题。
利用空间矢量调制原理,选取双非零矢量和零矢量,并根据各矢量占空比与优化函数的关系,确定一个控制周期内各矢量的作用时间和开关序列,可有效降低单矢量模型预测控制中过高的采样频率。
所述的固态变压器模型预测控制方法是一种双非零矢量预测控制方法,适用于交-直-交型固态变压器。该方法利用双非零矢量进行模型预测控制,提出了适用于固态变压器中高、低压侧变流器的固定开关频率模型预测控制算法,所述的控制方法包括高压侧变流器交流侧电流预测控制、低压侧变流器输出电压预测控制、矢量占空比计算、开关序列选择。所述的高、低压侧变流器的预测控制具体步骤分别如下:
(1)高压侧变流器交流侧电流预测控制算法:
1).测量高压侧变流器交流侧输入电压、网侧电压和网侧电流;
2).计算交流侧参考电流;
3).交流侧电流预测子程序;
4).矢量占空比计算;
5).开关序列优化子程序;
6).输出最优开关信号。
(2)低压侧变流器输出电压预测控制算法:
1).测量低压侧变流器滤波电感电流、输出电压和输出电流;
2).输出电压预测子程序;
3).矢量占空比计算;
4).开关序列优化子程序;
5).输出最优开关信号。
所述的交流侧参考电流利用功率瞬时平衡理论求得。当高压侧变流器工作在整流状态时,其控制目标包括两个方面:单位功率因数运行、直流侧母线电压跟踪给定值并保持稳定。
忽略变流器自身的功率损耗,根据交、直流侧功率平衡可得:
Figure BDA0001329099010000071
式中,Udc1为固态变压器高压直流母线电压,C1为高压直流侧电容,Po为直流侧的有功功率,uind、uinq分别为高压侧变流器交流侧电压的d、q轴分量,iind、iinq分别为高压侧变流器交流侧电流的d、q轴分量。
令电网电压ug的相电压幅值为Um,且d轴方向与ug相同。由瞬时无功功率知,Q=|ug|*iq。当整流器工作在单位功率因数时,给定i* gq=0即可。忽略电流的计算时延,认为i* gd=iind、i* gq=iinq,从而得d轴参考电流:
Figure BDA0001329099010000081
所述的交流侧电流预测子程序利用欧拉法预估。在αβ坐标系下建立高压侧变流器工作于整流状态下的状态方程:
Figure BDA0001329099010000082
Figure BDA0001329099010000083
式中,u、u分别表示网侧电压的α、β分量,i、i分别表示网侧电流的α、β分量,Rg、Lg分别表示网络等效电阻和电感,uinα、uinβ分别为交流侧电压uin的α、β分量。定义uin和开关状态Srec在αβ坐标系中为uinαβ和Srec_αβ,与直流母线电压Udc的关系为uinβ=Udc1Srec_αβ,其中,开关状态Srec={SA,SB,SC},取值如式(5)所示。
Figure BDA0001329099010000084
定义uin和开关状态Srec在αβ坐标系中为uinαβ和Srec_αβ,与直流母线电压Udc的关系为uinβ=Udc1Srec_αβ,对应关系见表1。
表1开关状态与交流侧电压对应关系
Figure BDA0001329099010000085
利用欧拉法预估,可得k+1时刻网侧电流的预测值:
Figure BDA0001329099010000096
式中,Ts为控制器采样周期。考虑到实际数字***中存在一拍延时,在得到k+1时刻的预测值后,再代入上式进行两步预测。为使预测电流跟踪参考电流,建立整流模式下性能优化函数为:
Figure BDA0001329099010000091
其中,fc_rec为整流模式下的优化性能函数,i* 、i* 分别为网侧参考电流的α、β分量,i(k+2)、i(k+2)分别为两步预测电流的α、β分量。
所述的低压侧输出电压预测子程序将低压侧变流器状态方程离散化,从而实现输出电压预测控制。低压侧变流器由三相全桥逆变器和RLC滤波电路组成。为实现固态变压器输出电压的稳定,对输出电压进行预测控制。建立变流器的状态空间模型:
Figure BDA0001329099010000092
其中,
Figure BDA0001329099010000093
C=[0 1]。
式中,rf、Lf和Cf分别为低压侧变流器的等效滤波电阻、滤波电感和滤波电容,uf和if分别为滤波电感电压和电流,uo和io分别为输出电压、输出电流,矩阵A、B、Bd和C为变流器状态空间方程系数矩阵。
对式(8)进行离散化,可得:
x(k+1)=Apx(k)+Bpuf(k)+Bdpio(k) (9)
式中,
Figure BDA0001329099010000094
k+1时刻的预测电压为:
uopi(k+1)=C·[Apx(k)+Bpuf(k)+Bdpio(k)] (10)
进行两步预测后,输出电压的性能优化函数为:
Figure BDA0001329099010000095
其中,fc_inv为逆变模式下的优化性能函数,u* 、u* 分别为输出电压的α、β分量,uopα(k+2)、uopβ(k+2)分别为两步预测电压的α、β分量。
采用单非零矢量预测的模型预测控制采样频率较高,不利于滤波器的设计。本申请所述的矢量占空比计算根据各矢量占空比与优化函数的关系,优化一个控制周期内各矢量的作用时间,以在一个周期内选取两个非零电压矢量和零矢量进行预测控制。以使变流器开关频率固定,并减小预测信号与参考信号间的跟踪误差。
图2给出了三相变流器电压空间矢量和扇区。固定开关频率模型预测控制算法在迭代选优的过程中,依次选择各扇区相邻的两个非零矢量vX和vX+1进行预测,其中,X为扇区编号。特别地,当X=6时,vX+1=v1。在变流器两种工作状态下,计算vX、vX+1和零矢量对应的性能优化函数fcX(k+2)、fcX+1(k+2)和fc0(k+2),根据各电压矢量占空比与性能优化函数的关系,即可建立基于双非零矢量的固定开关频率模型预测控制算法的优化函数:
fc=dXfcX(k+2)+dX+1fcX+1(k+2) (12)
式中,dX和dX+1分别是vX和vX+1的占空比,计算过程如式(13):
Figure BDA0001329099010000101
其中,λ定义为电压矢量占空比系数,d0为零矢量的占空比,零矢量对应的fc0只需计算一次,且dX+dX+1+d0=1。可得λ的表达式:
Figure BDA0001329099010000102
式(12)可改写为:
Figure BDA0001329099010000103
所述的开关序列优化子程序利用空间矢量调制原理确定开关序列。合理的开关序列可在保证***控制性能的同时有效地减少开关器件的动作。由式(12)得到最优的相邻非零电压矢量后,固定开关频率模型预测控制算法按照空间矢量调制原理确定开关序列。以扇区I和扇区II为例,图3(a)和(b)给出了开关序列选择示意图。当参考电压位于扇区I时,得到最优的相邻非零电压矢量为v1和v2,前Ts/2,空间电压矢量v0、v1、v2、v7依次作用时间为T0/4、T1/2、T2/2、T0/4;其中,T0=d0Ts、T1=d1Ts、T2=d2Ts,T0、T1、T2分别为v0、v1、v2在一个控制周期内的作用时间,d0、d1、d2分别为v0、v1、v2的占空比;后Ts/2内,按v7、v2、v1、v0的顺序依次作用;当参考电压位于扇区II时,最优相邻非零电压矢量为v2和v3,为减少开关次数,每次仅一个开关动作,因此一个周期内,v0、v3、v2、v7、v7、v2、v3、v0依次作用。其余扇区的开关序列优化子过程同理。
以变流器工作于逆变状态为例,图4给出了本申请的固定开关频率模型预测控制算法流程图。
本申请的固态变压器控制性能验证的模型如图1所示。在Matlab/Simulink环境下搭建如图1所示的仿真模型。在负载功率因数变化、容量突变、负载波动以及分布式电源功率切换四种工况下,验证固态变压器在比例积分控制(proportional integral,PI)控制、常规模型预测控制(model predictive control,MPC)和本申请固定开关频率模型预测控制(fixed switching frequency-MPC,FSF-MPC)下的工作特性,采样频率为5kHz。
图5和图6分别为负载功率因数变化时固态变压器网侧功率因数、高压直流电压。初始工况:固态变压器接入720kW三相纯阻性负载;t=1.2s时,负载有功功率降为576kW,同时增加无功功率432kVar,即负载视在功率不变,功率因数从1降低为0.8。由仿真结果可知,FSF-MPC和MPC控制下,SST的工作特性均能达到PI控制的效果。三种控制策略下,负载功率因数变化对高压侧冲击很小,PI控制和MPC控制下,网侧的功率因数经短暂的下降后迅速恢复为1,FSF-MPC控制时网侧功率因数基本不变,满足SST的功率因数控制要求。负载功率因数变化时,SST高压直流电压经较小波动后很快恢复稳定。由图7(a)和(b)可看出,相同采样频率时,相较于MPC策略,FSF-MPC开关频率固定,开关动作次数明显减少。
图8(a)和(b)为负载突变时本申请与PI控制效果对比。初始工况固态变压器空载运行;t=1.1s时,接入50%负载(360kW);t=1.2s时,满载(720kW)运行;t=1.3s时,120%负载(864kW)运行。从空载到满载再到过载20%,FSF-MPC控制的固态变压器在负载突变时输出电压始终幅值恒定且波形正弦,网侧变流器保持单位功率因数运行。网侧电压、电流动态响应较好,输出电压、电流在负荷突变瞬间有一定波动,但很快恢复稳定。
图9(a)和(b)为负载随机波动时本申请与PI控制效果对比。***配置两个功率在390~410kW间波动的负载。仿真结果表明,负载随机波动时网侧电压稳定、电流动态跟随性能好。
图10(a)和(b)为分布式电源出力改变时本申请与PI控制效果对比,以验证FSF-MPC控制下固态变压器对分布式电源出力的适应性。t=0时,固态变压器直流低压母线接入容量为200kW的分布式电源,负载侧接入400kW的三相对称负载;t=1s时,分布式电源出力增加至720kW。由图10(a)和(b)知,分布式电源出力改变时,相比于PI控制策略,FSF-MPC控制的固态变压器功率因数能够更快跟随分布式电源的变化从1变为-1,并稳定工作于单位功率因数,且直流电压和交流输出电压、电流稳定。
以上所述,仅为本发明的具体实施方式,但本发明的保护范围并不局限于此,任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内,可轻易想到各种等效的修改或替换,这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此,本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种固态变压器模型预测控制方法,其特征在于,该方法利用双非零矢量进行模型预测控制,提出了适用于固态变压器中高、低压侧变流器的固定开关频率模型预测控制方法,该控制方法包括高压侧变流器交流侧电流预测控制、低压侧变流器输出电压预测控制;
所述的高压侧变流器交流侧电流预测控制过程如下:
101)测量高压侧变流器交流侧输入电压、网侧电压和网侧电流;
102)计算交流侧参考电流;
103)交流侧电流预测子过程;
104)矢量占空比计算;
105)开关序列优化子过程;
106)输出最优开关信号;
所述的低压侧变流器输出电压预测控制过程为:
201)测量低压侧变流器滤波电感电流、输出电压和输出电流;
202)低压侧变流器输出电压预测子过程;
203)矢量占空比计算;
204)开关序列优化子过程;
205)输出最优开关信号;
所述的矢量占空比计算根据各矢量占空比与优化函数的关系,优化一个控制周期内各矢量的作用时间,以在一个周期内选取两个非零电压矢量和零矢量进行预测控制;
所述的矢量占空比计算具体过程如下:
由于三相变流器电压空间矢量分为六个扇区,固定开关频率模型预测控制算法在迭代选优的过程中,依次选择各扇区相邻的两个非零矢量vX和vX+1进行预测,其中,X为扇区编号,当X=6时,vX+1=v1
在变流器两种工作状态下,计算vX、vX+1和零矢量对应的性能优化函数fcX(k+2)、fcX+1(k+2)和fc0(k+2),按下式计算出vX、vX+1和零矢量对应的占空比dX、dX+1和d0
Figure FDA0002189508410000021
根据各电压矢量占空比与性能优化函数的关系,即建立基于双非零矢量的固定开关频率模型预测控制算法的优化函数fc
fc=dXfcX(k+2)+dX+1fcX+1(k+2)
利用模型预测控制无需脉宽调制控制器的优势,对固态变压器的高、低压侧变流器进行预测控制,固态变压器各级电压、电流具有良好的动态响应和抗负载扰动能力。
2.根据权利要求1所述的一种固态变压器模型预测控制方法,其特征在于,所述的交流侧参考电流利用功率瞬时平衡理论求得,忽略变流器自身的功率损耗,根据交、直流侧功率平衡可得:
Figure FDA0002189508410000022
式中,Udc1为固态变压器高压直流母线电压,C1为高压直流侧电容,Po为直流侧的有功功率,uind、uinq分别为高压侧变流器交流侧电压的d、q轴分量,iind、iinq分别为高压侧变流器交流侧电流的d、q轴分量;
令电网电压ug的相电压幅值为Um,且d轴方向与ug相同,由瞬时无功功率知,Q=|ug|×iq,当整流器工作在单位功率因数时,给定i* gq=0即可,忽略电流的计算时延,认为i* gd=iind、i* gq=iinq,从而得d轴参考电流i* gd
Figure FDA0002189508410000023
3.根据权利要求1所述的一种固态变压器模型预测控制方法,其特征在于,所述的交流侧电流预测子过程利用欧拉法预估,在αβ坐标系下建立高压侧变流器工作于整流状态下的状态方程:
Figure FDA0002189508410000024
Figure FDA0002189508410000025
式中,u、u分别表示网侧电压的α、β分量,i、i分别表示网侧电流的α、β分量,Rg、Lg分别表示网络等效电阻和电感,uinα、uinβ分别为交流侧电压uin的α、β分量;
定义uin和开关状态Srec在αβ坐标系中为uinαβ和Srec_αβ,与直流母线电压Udc1的关系为uinβ=Udc1Srec_αβ,其中,开关状态Srec={SA,SB,SC},当第x相上桥臂导通时,Sx=1,其中x=A,B,C;第x相上桥臂关断时,Sx=0;
利用欧拉法预估,可得k+1时刻网侧电流的预测值:
Figure FDA0002189508410000031
式中,Ts为控制器采样周期,考虑到实际数字***中存在一拍延时,在得到k+1时刻的预测值后,再代入上式进行两步预测,为使预测电流跟踪参考电流,建立整流模式下性能优化函数为:
Figure FDA0002189508410000032
其中,fc_rec为整流模式下的优化性能函数,i* 、i* 分别为网侧参考电流的α、β分量,i(k+2)、i(k+2)分别为两步预测电流的α、β分量。
4.根据权利要求1所述的一种固态变压器模型预测控制方法,其特征在于,所述的低压侧变流器输出电压预测子过程将低压侧变流器状态方程离散化,从而实现输出电压预测控制,建立变流器的状态空间模型:
Figure FDA0002189508410000033
其中,
Figure FDA0002189508410000034
C=[0 1],
式中,rf、Lf和Cf分别为低压侧变流器的等效滤波电阻、滤波电感和滤波电容,uf和if分别为滤波电感电压和电流,uo和io分别为输出电压、输出电流,矩阵A、B、Bd和C为变流器状态空间方程系数矩阵;
将状态空间模型离散化,可得:
x(k+1)=Apx(k)+Bpuf(k)+Bdpio(k)
式中,
Figure FDA0002189508410000035
Ts为采样周期,矩阵Ap、Bp、Bdp为变流器状态空间方程离散化之后的系数矩阵,k+1时刻的预测电压uopi(k+1)为:
uopi(k+1)=C·[Apx(k)+Bpuf(k)+Bdpio(k)]
进行两步预测后,输出电压的性能优化函数为:
Figure FDA0002189508410000041
其中,fc_inv为逆变模式下的优化性能函数,u* 、u* 分别为输出电压的α、β分量,uopα(k+2)、uopβ(k+2)分别为两步预测电压的α、β分量。
5.根据权利要求1所述的一种固态变压器模型预测控制方法,其特征在于,所述的开关序列优化子过程利用空间矢量调制原理确定开关序列。
6.根据权利要求5所述的一种固态变压器模型预测控制方法,其特征在于,所述的开关序列优化子过程具体为:
当参考电压位于扇区I时,得到最优的相邻非零电压矢量为v1和v2,前Ts/2,空间电压矢量v0、v1、v2、v7依次作用时间为T0/4、T1/2、T2/2、T0/4;其中,T0=d0Ts、T1=d1Ts、T2=d2Ts,T0、T1、T2分别为v0、v1、v2在一个控制周期内的作用时间,d0、d1、d2分别为v0、v1、v2的占空比;后Ts/2内,按v7、v2、v1、v0的顺序依次作用;当参考电压位于扇区II时,最优相邻非零电压矢量为v2和v3,为减少开关次数,每次仅一个开关动作,因此一个周期内,v0、v3、v2、v7、v7、v2、v3、v0依次作用。
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