CN107113265A - 用于多址接入通信***的有效的fbmc传输和接收 - Google Patents
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Abstract
提供了一种用于根据有效负载信号生成滤波器组多载波FBMC信号的发送设备。该发送设备包括至少一个过滤单元，并被适配为根据与有效负载信号对应的时频资源格生成至少一个资源块。每个资源块是针对特定时隙的特定频谱区，并且包括一个频谱中间区和位于资源块的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区。该至少一个过滤单元被适配为通过对从有效负载信号得到的信号的第一部分进行过滤，生成每个资源块的频谱中间区，从而生成FBMC信号的双边带已调第一部分。此外，该过滤单元被适配为通过至少对从有效负载信号得到的信号的第二部分进行过滤，生成每个资源块的至少一个频谱边缘区，从而生成FBMC信号的单边带已调第二部分。
Description
技术领域
本发明涉及基于滤波器组多载波(Filter-Bank Multi-Carrier Modulation，FBMC)调制的无线通信***，用于基于一般频域多址接入资源和结构的设计，涉及但不限于多用户上行传输，或预编码下行传输，例如，基于码本或基于波束成型的MIMO传输。
背景技术
具有偏置正交振幅调制(Offset Quadrature-Amplitude Modulation，OQAM)的滤波器组多载波(Filterbank Multicarrier，FBMC)传输是用于诸如5G等未来无线***的候选传输方案之一。与目前最先进的循环前缀正交频分复用(Cyclic-Prefix OrthogonalFrequency Division Multiplexing，CP-OFDM)传输相比，FBMC/OQAM***的优点在于能更好地控制带外无线电功率泄漏，实现更高的频谱效率。
在具有M个子载波的基带离散时间模型中，发射机侧的FBMC/OQAM信号可以写为:
其中，PT,K[t]是原型滤波器PT[t]的频移版本：
ck,n是在第n个符号的第m个子载波上调制的复数符号(OQAM符号)，可以表示为：
其中dk,n表示实值符号(脉冲幅度调制，(Pulse Amplitude Modulation，PAM符号))，附加的相位项是为了在时域和频域中交替增加实部和虚部，以构造OQAM符号。下面是一个例子：
因此，为了简化，我们可以在发射机侧重写FBMC/OQAM信号：
其中
因此，FBMC/OQAM信号可以作为PAM调制后信号。注意，下面采用了PAM符号模型。
假定原型滤波器是对称的，且为实值的，在理想信道条件下，实数域中rk,n和rk',n'两个符号之间满足正交条件，
其中Re{.}为取复数的实部，δ表示狄拉克δ函数。
由于FBMC使用的原型滤波器具有高旁波瓣抑制属性，所以非邻近子载波k和k'之间的相互干扰可以忽略不计。对于邻近子载波，即k＝k'±1，它们各自的正交性仅依赖于这两个子载波上的信道平坦度。然而，如果边界子载波之间存在非平坦信道，则很难通过原型滤波器减轻互相干扰。
例如，在基于码本或波束成型的多天线传输等信道预编码下行传输中，或多用户上行传输中会出现此类情况。因为两个预编码块或用户的边界子载波之间的信道不平坦，所以这两个子载波之间会产生强烈的相互干扰。
针对这种情况，可能的方案为：
子载波退避：码块/用户使至少一个边界子载波处于空闲。该方法可以应用于干扰很难预取消的***，例如多用户上行传输。虽然收发器的设计复杂度相对较低，但如果有大量的块/用户，该方案会导致***频谱效率损失高。描述图3时会进一步描述该方案。
基于预编码器的干扰预取消：在该方案中，基于对信道的预先了解，发射机部署预编码器对相互干扰进行预取消。这可以应用于发射机处存在信道状态信息(CSI)的***，例如，信道预编码下行传输。该方案的两个主要缺点是实现复杂度高，对CSI敏感，即，预编码器的性能高度依赖于信道信息(channel knowledge)的准确性。因此，在实践中性能很差。描述图4时会进一步描述该方案。
正交振幅调制已调边界带(QMB)：在该方案中，为了避免块间干扰(IBI)，边界子载波是QAM调制的，并增加了循环前缀(CP)，而非传统的PAM(或OQAM)调制。通过新的收发器方案减轻了产生的快内干扰和符号间干扰。该方案的优点是微小的频谱效率损失，以及在发射机处CSI具有鲁棒性。限制在于，由于干扰取消，收发器设计的复杂度增加。描述图5时会进一步描述该方案。
如前所述，提出的方案中，属于两个不同用户块的边界子载波之间存在着强相互干扰。这已经成为长久以来针对FBMC的公开问题。目前为止，为了取消或减轻这种相互干扰，已经做了大量的努力，例如，利用具有至少一个子载波退避的简单方案，使用预编码IBI取消，或者CP-QAM已调边界带(QMB)。但是，并没有一种令人满意的方案可以在无频谱效率损失和收发器设计复杂度低的情况下有效地取消这种干扰。
发明内容
本发明的目的是提供一种发送设备、接收设备、发送方法和接收方法，可以降低收发器的设计复杂度，同时实现高频谱效率。
通过权利要求1的发送设备的特征、权利要求7的接收设备的特征、权利要求13的发送方法的特征以及权利要求14的接收方法的特征来实现该目的。进一步，通过权利要求15的相关联的计算机程序的特征来实现该目的。从属权利要求中包含进一步的描述。
为了完全避免属于不同用户块的边界子载波之间的干扰，本发明提出了一种用于FBMC/OQAM的新的调制设计和新的块/帧结构设计。它没有频谱效率损失，且相应的收发器可以实现较低的复杂性。下面假设FBMC***正在使用PHYDYAS原型滤波器。虽然如此，所有设计的方案和算法都可以很容易地适配于其他原型滤波器。此外，下面示出了多天线信道预编码下行传输***。然而，所有的设计方案和算法可以很容易地适配于其他具有块间干扰和多用户干扰的***。
在本发明的第一方面，提供了一种用于根据有效负载信号生成滤波器组多载波FBMC 信号的发送设备。所述发送设备包括至少一个过滤单元，并被适配为根据与所述有效负载信号对应的时频资源格生成至少一个资源块。每个资源块是针对特定时隙的特定频谱区，并且包括一个频谱中间区和位于所述资源块的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区。所述至少一个过滤单元被适配为通过对从所述有效负载信号得到的信号的第一部分进行过滤，生成每个资源块的所述频谱中间区，从而生成所述FBMC信号的双边带已调第一部分。此外，所述过滤单元被适配为通过至少对从所述有效负载信号得到的所述信号的第二部分进行过滤，生成每个资源块的所述至少一个频谱边缘区，从而生成所述FBMC信号的单边带已调第二部分。从而有可能避免块间干扰，实现高频谱效率。
根据第一方面在第一种实现方式中，所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分包括与底层的基带信号的起始边对应的频谱截止边和非截止边。所述至少一个过滤单元被适配为生成所述频谱边缘区的所述至少一个有效负载区，以使所述FBMC信号的所述第二部分的所述非截止边在所述频谱边缘区的频谱中间区上，使所述FBMC信号的所述第二部分的所述截止边在所述频谱边缘区一边的非频谱中间区上，从而极为有利地降低了块间干扰。
根据第一方面或第一种实现方式在第二种实现方式中，所述频谱中间区的所述FBMC 信号的所述双边带已调第一部分与所述频谱边缘区的所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分在频谱上部分重叠。所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分没有或几乎没有超出与所述频谱中间区相对的所述频谱边缘区的所述频谱边缘的信号分量，从而进一步降低了块间干扰。
根据第一方面或第一或第二种实现方式在第三种实现方式中，每个频谱边缘区包括所述FBMC信号的所述第二部分的至少一个有效负载段，和/或包括至少一个补零或无信号的至少一个补零段。如果至少一个有效负载段和至少一个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少一个有效负载段和所述至少一个补零段具有相同的持续时间，并且在时间上连续排列。通过在所述频谱边缘区内的有效负载段和补零段之间交替，实现频谱的有效利用，因为所述补零段区可以供邻近资源块使用。
根据第三种实现方式在第四种实现方式，每个频谱边缘区包括至少两个有效负载段和 /或至少两个补零段。如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少两个有效负载段和所述至少两个补零段在所述频谱边缘区内在时间上交替排列，从而可以实现频谱的有效利用。
根据第一方面或前述各实现方式在第五种实现方式，所述发送设备包括编码单元，适配为对所述有效负载信号进行符号映射，得到符号映射有效负载信号，和/或资源映射单元，适配为对所述符号映射有效负载信号或从所述有效负载信号得到的信号进行资源映射，得到资源映射有效负载信号，和/或调制单元，适配为调制所述资源映射有效负载信号或从所述有效负载信号得到的信号，得到已调有效负载信号，和/或层映射单元，适配为对所述已调有效负载信号或从所述有效负载信号得到的信号进行MIMO层映射，得到层映射有效负载信号，从而可能将所述有效负载信号有效地处理为所述FBMC信号。
在本发明的第二方面，提供一种用于根据包括至少一个资源块的滤波器组多载波FBMC信号接收有效负载信号并包括至少一个过滤单元的接收设备。所述资源块是针对特定时隙的特定频谱区。每个资源块包括一个包括所述FBMC信号的双边带已调第一部分的频谱中间区，以及包括所述FBMC信号的单边带已调第二部分的位于每个资源块的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区。所述至少一个过滤单元被适配为对所述FBMC信号的所述双边带已调第一部分进行过滤，从而生成从所述FBMC信号得到的信号的第一部分。所述至少一个过滤单元还被适配为对所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分进行过滤，从而生成从所述FBMC信号得到的所述信号的第二部分，从而可能接收有效发送的 FBMC信号。
根据第二方面在第一种实现方式，所述频谱中间区的所述FBMC信号的所述双边带已调第一部分与所述频谱边缘区的所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分在频谱上部分重叠。所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分没有或几乎没有超出与所述频谱中间区相对的所述频谱边缘区的所述频谱边缘的信号分量，从而可能实现频谱的有效利用。
根据第二方面或第一种实现方式在第二种实现方式，每个频谱边缘区包括所述FBMC 信号的所述第二部分的至少一个有效负载段，和/或包括至少一个补零或无信号的至少一个补零段。如果至少一个有效负载段和至少一个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少一个有效负载段和所述至少一个补零段具有相同的持续时间，并且在时间上连续排列，从而可能实现频谱边缘区的有效频谱利用，因为所述补零段区可以供邻近资源块使用。
根据第二种实现方式在第三种实现方式，频谱边缘区包括至少两个有效负载段和/或至少两个补零段。如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少两个有效负载段和所述至少两个补零段在所述频谱边缘区内在时间上交替排列，从而实现频谱的有效利用。
根据第二方面或第二方面的第一、第二或第三种实现方式在第四种实现方式，所述接收设备包括层解映射单元，适配为对从所述FBMC信号得到的信号的所述第一部分和从所述FBMC信号得到的所述信号的第二部分进行MIMO层解映射，得到层解映射信号的第一部分和所述层解映射信号的第二部分，和/或解调单元，适配为对所述层解映射信号的所述第一部分、所述层解映射信号的所述第二部分和/或从所述FBMC信号得到的信号进行解调，得到已解调信号的第一部分和所述已解调信号的第二部分，和/或均衡器，适配为对所述已解调信号的所述第一部分或从所述FBMC信号得到的信号进行双边带均衡，得到已均衡信号的第一部分，和/或对所述已解调信号的所述第二部分或从所述FBMC信号得到的信号进行单边带均衡，得到所述已均衡信号的第二部分，和/或资源解映射单元，适配为对所述已均衡信号或从所述FBMC信号得到的信号进行资源解映射，得到资源解映射信号，和/或解码单元，适配为对所述资源解映射信号或从所述FBMC信号得到的信号进行符号解映射，得到所述有效负载信号，从而可能将所述FBMC信号有效地处理为所述有效负载信号。
在本发明的第三方面，提供了一种包括根据本发明的第一方面或任一种实现方式的第一发送设备、根据第一方面或任一种实现方式的第二发送设备以及根据第二方面或任一种实现方式的接收设备的通信***。所述第一发送设备被适配为发送包括第一资源块的第一有效负载信号，所述第一资源块包括第一频谱边缘区。所述第二发送设备被适配为发送包括第二资源块的第二有效负载信号，所述第二资源块包括第二频谱边缘区。所述第一发送设备和所述第二发送设备被适配为同时发送频谱临近的所述第一资源块和所述第二资源块，以及在相同频率上发送所述第一资源块和所述第二资源块的所述频谱边缘区，其中，所述第一频谱边缘区的至少一个有效负载段与所述第二频谱边缘区的至少一个补零段重叠，并且所述第二频谱边缘区的至少一个有效负载段与所述第一频谱边缘区的至少一个补零段重叠。所述接收设备被适配为接收所述第一资源块和所述第二资源块，并由此重新生成所述第一有效负载信号和所述第二有效负载信号，从而可能有效地发送和接收资源块。
在本发明的第四方面，提供了一种用于根据有效负载信号生成滤波器组多载波FBMC 信号的方法。所述方法包括根据与所述有效负载信号对应的时频资源格生成至少一个资源块，其中，每个资源块是针对特定时隙的特定频谱区，并且包括一个频谱中间区和位于所述资源块的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区，对从所述有效负载信号得到的信号的第一部分进行过滤，以便生成所述FBMC信号的双边带已调第一部分，从而生成每个资源块的所述频谱中间区，以及对从所述有效负载信号得到的所述信号的第二部分进行过滤，以便生成所述FBMC信号的单边带已调第二部分，从而生成每个资源块的所述至少一个频谱边缘区，从而实现频谱的有效利用。
根据第四方面在第一种实现方式，所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分包括与底层的基带信号的起始边对应的频谱截止边和非截止边。通过过滤，生成所述频谱边缘区的所述至少一个有效负载区，以使所述FBMC信号的所述第二部分的所述非截止边在所述频谱边缘区的频谱中间区上，使所述FBMC信号的所述第二部分的所述截止边在所述频谱边缘区一边的非频谱中间区上，从而极为有利地降低了块间干扰。
根据第四方面或第四方面的第一种实现方式在第二种实现方式，所述频谱中间区的所述FBMC信号的所述双边带已调第一部分与所述频谱边缘区的所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分在频谱上部分重叠。所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分没有或几乎没有超出与所述频谱中间区相对的所述频谱边缘区的所述频谱边缘的信号分量，从而进一步降低了块间干扰。
根据第四方面或第四方面的第一或第二种实现方式在第三种实现方式，每个频谱边缘区包括所述FBMC信号的所述第二部分的至少一个有效负载段，和/或包括至少一个补零或无信号的至少一个补零段。如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少一个有效负载段和所述至少一个补零段具有相同的持续时间，并且在时间上连续排列。通过在所述频谱边缘区内的有效负载段和补零段之间交替，实现频谱的有效利用，因为所述补零段区可以供邻近资源块使用。
根据第四方面的第三种实现方式在第四种实现方式，每个频谱边缘区包括至少两个有效负载段和/或至少两个补零段。如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少两个有效负载段和所述至少两个补零段在所述频谱边缘区内在时间上交替排列，从而可以实现频谱的有效利用。
根据第四方面或第四方面的前述各实现方式在第五种实现方式，所述方法包括对所述有效负载信号进行符号映射，得到符号映射有效负载信号，和/或对所述符号映射有效负载信号或从所述有效负载信号得到的信号进行资源映射，得到资源映射有效负载信号，和 /或调制所述资源映射有效负载信号或从所述有效负载信号得到的信号，得到已调有效负载信号，和/或对所述已调有效负载信号或从所述有效负载信号得到的信号进行MIMO层映射，得到层映射有效负载信号，从而可能将所述有效负载信号有效地处理为所述FBMC 信号。
在本发明的第五方面，提供一种用于根据包括至少一个资源块的滤波器组多载波FBMC信号接收有效负载信号的方法。所述资源块是针对特定时隙的特定频谱区。每个资源块包括一个包括所述FBMC信号的双边带已调第一部分的频谱中间区，以及包括所述 FBMC信号的单边带已调第二部分的位于每个资源块的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区。所述方法包括对所述FBMC信号的所述双边带已调部分进行过滤，从而生成从所述 FBMC信号得到的信号的第一部分，对所述FBMC信号的所述单边带已调部分进行过滤，从而生成从所述FBMC信号得到的所述信号的第二部分，以及重新生成从所述FBMC信号得到的所述信号的所述有效负载信号，从而可能实现在频谱上对有效编码信号的接收。
根据第五方面在第一种实现方式，所述频谱中间区的所述FBMC信号的所述双边带已调第一部分与所述频谱边缘区的所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分在频谱上部分重叠。所述FBMC信号的所述单边带已调第二部分没有或几乎没有超出与所述频谱中间区相对的所述频谱边缘区的所述频谱边缘的信号分量，从而可能实现频谱的有效利用。
根据第五方面或第五方面的第一种实现方式在第二种实现方式，每个频谱边缘区包括所述FBMC信号的所述第二部分的至少一个有效负载段，和/或包括至少一个补零或无信号的至少一个补零段。如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少一个有效负载段和所述至少一个补零段具有相同的持续时间，并且在时间上连续排列，从而可能实现频谱边缘区的有效频谱利用，因为所述补零段区可以供邻近资源块使用。
根据第五方面的第二种实现方式在第三种实现方式，频谱边缘区包括至少两个有效负载段和/或至少两个补零段。如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少两个有效负载段和所述至少两个补零段在所述频谱边缘区内在时间上交替排列，从而实现频谱的有效利用。
根据第五方面或第五方面的第一、第二或第三种实现方式在第四种实现方式，所述接收方法包括对从所述FBMC信号得到的信号的所述第一部分和从所述FBMC信号得到的所述信号的第二部分进行MIMO层解映射，得到层解映射信号的第一部分和所述层解映射信号的第二部分，和/或对所述层解映射信号的所述第一部分、所述层解映射信号的所述第二部分和/或从所述FBMC信号得到的信号进行解调，得到已解调信号的第一部分和所述已解调信号的第二部分，和/或对所述已解调信号的所述第一部分或从所述FBMC信号得到的信号进行双边带均衡，得到已均衡信号的第一部分，和/或对所述已解调信号的所述第二部分或从所述FBMC信号得到的信号进行均衡，得到所述已均衡信号的第二部分，和/或对所述已均衡信号或从所述FBMC信号得到的信号进行资源解映射，得到资源解映射信号，和/或对所述资源解映射信号或从所述FBMC信号得到的信号进行符号解映射，得到所述有效负载信号，从而可能将所述FBMC信号有效地处理为所述有效负载信号。
在本发明的第六方面，提供了一种具有程序代码的计算机程序，当所述程序在计算机或数字信号处理器上执行时，用于执行根据本发明的第四或第五方面的所有步骤。
须注意，通常本申请中描述的所有的结构、设备、元件、单元和装置等可通过软件或硬件元件或二者的任意结合来实现。此外，设备可以是处理器或可以包括处理器，其中，本申请中描述的这些元件、单元和装置的功能可以在一个或多个处理器中实现。本申请中描述的各种实体执行的所有步骤以及描述的由各实体执行的功能都旨在说明各实体被适配为或被配置为执行相应的步骤和功能。在下面的描述或具体实施例中，虽然通用实体执行的具体功能或步骤没有反映在执行具体步骤或功能的实体的具体详细元件的描述中，但是本领域技术人员应清楚这些方法和功能可以由软件或硬件元件或二者的任意结合来实现。
附图说明
下面结合附图和本发明的实施例，对本发明进行详细描述，其中
图1示出了根据第一方面的发送设备的第一实施例；
图2示出了根据第二方面的接收设备的第一实施例；
图3示出了第一个示例性发送设备；
图4示出了第二个示例性发送设备；
图5示出了第三个示例性发送设备；
图6示出了根据第一方面的发送设备的第二实施例；
图7示出了根据第二方面的接收设备的第二实施例；
图8示出了根据第一方面的发送设备的第三实施例；
图9示出了根据第三方面的接收设备的第三实施例；
图10示出了用于第一、第二、第三、第四、第五和第六方面的实施例的两个资源块；
图11示出了用于示例性发送***的频谱的图；
图12示出了用于第一、第二、第三、第四、第五和第六方面的实施例的频谱的图；
图13示出了第一方面的第四实施例的细节；
图14示出了描述脉冲响应的图；
图15示出了第二方面的第四实施例的细节；
图16示出了第二方面的第五实施例的细节；
图17示出了第二方面的第五实施例的细节；
图18示出了相对于替代方案的第一、第二、第三、第四、第五和第六方面的实施例的频谱效率；
图19示出了相对于替代方案的第一、第二、第三、第四、第五和第六方面的实施例的频谱效率；
图20示出了相对于替代方案的第一、第二、第三、第四、第五和第六方面的实施例的频谱效率；
图21示出了第一方面的第六实施例；
图22示出了第一方面的第七实施例；
图23示出了第四方面的实施例的流程图；以及
图24示出了第五方面的实施例的流程图。
具体实施方式
首先根据图3至图5描述现有技术中处理块间干扰的方法。利用图1至图2以及图6至图9示出本发明的发送设备和接收设备的若干实施例。根据图10至图20，描述了一些实施例的细节。利用图19至图20示出了可实现的性能。利用图21至图22，描述了可选的实施例。最后，根据图23和图24示出了发明的发送方法和接收方法的实施例。已经部分省略了不同图中的相同实体和附图标记。
如图3所示，对于具有两个不同用户设备34、35的信道预编码下行传输，很难实时获取到精确地信道信息以适应预编码器。唯一可能的方案是通过使至少一个边界子载波sc0为空，也称为“子载波退避”，避免用户块30和31之间互相干扰。所建立的用户块分别传递给两个不同的波束形成单元32、33，并通过信道h1、h2发送。因为不可能提前或实时得到其他用户的信道信息或使用预编码器知道其他用户的信道信息，所以该方案也适用于上行多用户传输。
如图4所示，对于下行信道预编码的情况，一个方案是使用用于取消两个连续用户块 40、41之间的干扰的预编码器44。预编码器结构依赖于两个下行用户信道h1和h2之间的实时信道信息。在进行预编码前，各信号分别经过波束形成器42、43。在该方案中，由于在发射机处信道h1和h2的先验信息是不准确的，无法有效地去除干扰。因此，本方案的性能很差。
如图5所示，对于下行信道预编码传输，一个方案使用具有循环前缀的QAM调制，该循环前缀仅专用于易受块间干扰的用户块50、51的边界子载波。利用CQMB的结果之一是会对相同块内的其它子载波产生干扰，又称为块内干扰。因此，在发射机处使用预编码器52、53以预取消CQMB与其邻近OQAM已调子载波之间的干扰。信号经过预编码器52、53后，在通过信道h1、h2发送至两个不同的用户设备56、57前分别通过波束成形器54、55。
需注意，与前面提出的方案相比，预编码器52、53仅与原型滤波器相关，不受信道信息的限制。因此，对于不准确的信道信息，CQMB方案是稳健的。此外，CQMB中的 QAM已调符号可能会互相干扰，因为FBMC仅在实数域中具有正交性。但是，通过在接收机处执行CP消除和频域均衡(FDE)很容易消除这种干扰。与子载波退避方案相比，根据CP长度的选择，CQMB具有微小的频谱效率损失。与基于预编码的干扰的预取消方案相比，对于发射机侧的不精确地信道信息，CQMB方案是稳健的。CQMB方案的限制在于，由于干扰取消，收发器设计的复杂度增大。
图1示出了根据第一实施例的发送设备3的第一实施例。发送设备3包括过滤单元5。向发送设备3提供有效负载信号1。发送设备被适配为根据与有效负载信号1对应的时频资源格生成至少一个资源块。每个资源块是针对特定时隙的特定频谱区，并且包括一个频谱中间区和位于所述资源块的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区。描述图10时会更为详细地描述资源块的结构。该至少一个过滤单元5被适配为通过对从有效负载信号1得到的信号的第一部分进行过滤，生成每个资源块的中间区，从而生成FBMC信号2的双边带已调第一部分。该至少一个过滤单元5被适配为通过至少对从有效负载信号1得到的信号的第二部分进行过滤，生成每个资源块的至少一个频谱边缘区，从而生成FBMC信号2 的单边带已调第二部分。
在图2中，提供了根据第二方面的接收设备的实施例。接收设备4包括过滤单元6。接收设备4被适配为接收包括至少一个资源块的FBMC信号2，并由此重新生成有效负载信号1。资源块是针对特定时隙的特定频谱区，并且包括一个包括该FBMC信号的双边带已调第一部分的频谱中间区，以及包括FBMC信号2的单边带已调部分的位于资源块的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区。过滤单元6被适配为对所述FBMC信号2的双边带已调第一部分进行过滤，从而生成从FBMC信号2得到的信号的第一部分。过滤单元6 还被适配为对FBMC信号2的单边带已调第二部分进行过滤，从而生成从FBMC信号2 得到的信号的第二部分。
根据图1的发送设备3和根据图2的接收设备4共同组成通信***。这种情况下，发送设备3发送的信号即为接收设备4接收的信号。接收设备4重新生成的有效负载信号1 与曾作为发送设备3的输入信号的有效负载信号1相对应。
所提出的发明背后的理论思想可以解释为：
-为了避免块间干扰，不用将双边带原型滤波器应用到FBMC中的所有子载波，我们设计了一种仅针对易受上述块间干扰的边界子载波的新的单边带(Single Sideband，SSB)已调发送方法。这类SSB已调边界子载波也称为SSB-MB。
-为了与传统原型滤波器兼容，提出了一种专门针对边界子载波的新的资源映射方法。结合SSB已调过滤器，同一块中边界子载波和邻近子载波之间既没有块间干扰，也没有块内干扰。因此，与早先提出的方案相比，发射机处无需使用预编码器来降低块间干扰和块内干扰。
-事实上，SSB已调滤波器实现为有限长度。由于这种截断效应，所以并不完全满足奈奎斯特(Nyquist)准则，即，应用SSB-MB方案可能会使边界子载波中的符号之间产生残余的符号间干扰。但是，接收机处的频域均衡可以很容易消除这种干扰。
一般而言，提出的SSB-MB即可以单独应用在发射机侧，也可以单独应用在接收机侧，还可以应用在通信***的两侧。
图6示出了根据本发明的第一方面的发送设备3的进一步实施例。发送设备3包括编码单元60，该编码单元60连接到资源映射单元61，资源映射单元61再连接到调制单元 62和层映射单元63。层映射单元63再连接到包括第一过滤单元65和第二过滤单元64的过滤单元5。
将有效负载信号1提供给编码单元60，编码单元60被适配为对有效负载信号进行符号映射，得到符号映射有效负载信号1a。此处还可以进行前向纠错(ForwardErrorCorrection，FEC)。在该例子中，PAM已调符号用于FBMC传输。
然后将符号映射有效负载信号1a提供给资源映射单元61，资源映射单元61被适配为对符号映射有效负载信号进行资源映射，得到资源映射有效负载信号1b。具体地，有效负载符号与参考符号一起映射到每个传输块的时频资源格上。资源映射会在关于图10的描述处进行详细说明。
然后将资源映射有效负载信号1b提供给调制单元62，调制单元62被适配为对资源映射有效负载信号1b进行调制，得到已调有效负载信号1c。具体地，对PAM已调符号进行调制，以便仅使纯实数符号或纯虚数符号直接相邻，从而可以保持实数域正交条件。常规子载波中的PAM已调符号表示为sc1...scN，其中N是每个块中的子载波的数量，PAM 已调符号由该调制单元62按照与传统FBMC OQAM预调制算法相同的方式进行处理，而边界子载波中表示为sc0的SSB-MB符号可以经该单元处理，也可以不经该单元处理。
将得到的已调有效负载信号1c再传递给层映射单元63。如果边界子载波中的SSB-MB 符号未经调制单元62处理，则资源映射有效负载信号1b的各部分也被传递给层映射单元 63。层映射单元63被适配为对这些信号1b、1c进行MIMO层映射，得到层映射有效负载信号1d。需要特别注意，该层映射单元63是可选的。
最后，将得到的信号1d传递给过滤单元5。与常规子载波sc1...scN相对应的信号的第一部分被传递给第一过滤单元65，而与边界子载波sc0中的SSB-MB符号相对应的信号的第二部分被传递给第二过滤单元64。具体地，第二过滤单元64通过应用表示为sc0 的边界子载波处的正交滤波器进行特殊处理，以取消块间干扰。该设计还保证了同一块中边界子载波和邻近子载波之间没有块内干扰。有关SSB调制单元的详细信息会在关于图 11至图14的描述处进行说明。另一方面，第一过滤单元65对常规子载波sc1...scN进行进一步调制和过滤，得到的信号是FBMC信号2。
图7描述了根据第二方面的接收设备3的实施例。接收设备3包括包含第一过滤单元71和第二过滤单元70的过滤单元6。过滤单元6连接到可选的层解映射单元，该层解映射单元再连接到解调单元72。在该例子中，没有设置层解映射单元。此处，第一过滤单元71直接连接到解调单元72，解调单元72再连接到均衡器73，而第二过滤单元70绕过解调单元72，直接连接到均衡器73。在该例子中，均衡器73包括第一均衡器75和第二均衡器74。此外，均衡器73直接连接到资源解映射单元76，资源解映射单元76再连接到解调单元77。
将收到的FBMC信号2提供给过滤单元6。收到的与常规子载波sc1...scN对应的FBMC信号的第一部分经第一过滤单元71过滤，得到从FBMC信号2a得到的信号的第一部分。具体地，此处对FBMC信号进行解调和匹配滤波，并将信号传递到每个子载波的频域内。
FBMC信号2的第二部分经第二过滤单元70过滤，得到从FBMC信号2a得到的信号的第二部分。此处，对边界子载波sc0处的信号进行匹配滤波。该第二过滤单元70的设计降低了同一块中边界子载波和邻近子载波之间的块内干扰。有关该过滤的详细信息会在对图15至图17的描述中进行说明。
得到的来自FBMC信号2a的信号被传递给可选的层解映射单元，此处未设置层解映射单元。如果设置了层解映射单元，则其对从FBMC信号得到的信号的第一部分和从 FBMC信号得到的信号的第二部分进行MIMO层解映射，得到层解映射信号的第一部分和该层解映射信号的第二部分。
对于层解映射单元得到的信号或过滤单元6得到的信号2a，如果没有层解映射单元，具体地，与常规子载波sc1...scN对应的信号的部分被传递给解调单元72，解调单元72进行解调，得到已解调信号2b的第一部分。可选地，此处也可以对与常规子载波sc0对应的信号的第二部分进行解调。这种情况下，还生成已解调信号2b的第二部分。在该解调单元72中，具体地，OQAM后调制部分与OQAM预调制部分相对应，配置为将常规子载波sc1...scN中的符号从纯实数或纯虚数变换回纯实数PAM符号，并设置为虚数干扰部分。
得到的解调信号2b，或解调信号2b以及由第二过滤单元70得到的信号2a被传递给均衡器73。第一均衡器75对已解调信号2b的第一部分或从FBMC信号2a得到的信号进行双边带均衡，得到已均衡信号2c的第一部分。具体地，在此处对PAM已调常规子载波sc1...scN进行均衡。第二均衡器74对已解调信号2b的第二部分或从FBMC信号2a得到的信号进行单边带均衡，得到已均衡信号2c的第二部分。具体地，此处仅对SSB-MB符号进行均衡。有关该均衡的详细信息在对图15至图17的描述中进行说明。
将得到的已均衡信号2c传递至资源解映射单元76，该资源解映射单元76被适配为对已均衡信号2c进行资源解映射，得到资源解映射信号2d。具体地，在此处对返回到传输块的时频资源格中的符号进行解映射。这是与图6中的资源映射单元61相反的操作。
最后，将资源解映射信号2d传递至解码单元77，该解码单元77被适配为对资源解映射信号进行符号解映射，得到有效负载信号1。具体地，在此处进行FEC解码和符号到比特的映射。该过程与图6中的编码单元60执行的FEC编码和比特到符号的映射相对应。
图8和图9示出了可替换收发器的设计。用于SSB-MB的原型滤波器与用于传统FBMC***的传统原型滤波器密切相关，利用该特性，重新使用大部分功能块可以实现 SSB-MB。
图8示出了根据第一方面的发送设备的可替换实施例。主要组件与图6所述的相同，不同的是，此处过滤单元5包括第一过滤单元84和第二过滤单元85。整个层映射信号1d被传递至第一过滤单元84，由过滤单元84进行过滤。然后第二过滤单元85对来自第一过滤单元84的正常双边带(DSB)已调信号1c进行转换，转换为边界子载波sc0处的SSB 已调信号1c。在该实施例中，整个资源映射信号1b也被传递至调制单元82，由调制单元 82对整个资源1b进行同样的调制。
图9示出了根据第二方面的接收设备的可替换实施例。主要组件与图8所述的相同，不同的是，此处过滤单元6包括第一过滤单元91和第二过滤单元90。第二过滤单元90 对FBMC信号2的第一部分进行处理，将SSB已调信号转换为DSB已调信号。然后第一过滤单元91利用传统原型滤波器通过解调和匹配滤波处理第二过滤单元90产生的信号以及剩余的FBMC信号2，得到从FBMC信号2a得到的信号。
另外，此处解调单元92对整个过滤后的FBMC信号2a进行解调。将得到的信号2b 传递至均衡器93。
均衡器93包括处理整个已解调信号2b的第一均衡器94和仅处理与边界块对应的子载波的第二均衡器。第二均衡器会减缓因应用具有截断过滤器的SSB-MB而引起的残余符号间干扰(ISI)。其设计与图7的均衡器74的设计相似。唯一的区别在于，此处第二均衡器95旨在减小由信道衰落效应和截断效应引起的劣化，而第一均衡器94关注由信道衰落引发的劣化，单元第二均衡器95处理因应用SSB-MB而引起的劣化。
图10示出了资源块100、101的结构。资源块100、101是时频资源格的一部分。每个资源块100、101是针对特定时隙的特定频谱区。资源块100、101包括一个频谱中间区 102、103和分别位于资源块100、101的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区104a、104b。
两个邻近资源块100、101的频谱边缘区104a、104b在频谱上重叠，但在时间轴上不重叠。这说明频谱边缘区104a、104b共享合并的带宽。这在图10中通过标记为104a、104b 的频谱区域中的连续的黑白区来表示。在时间轴上，虽然两个邻近资源块100、101的频谱边缘区104a、104b不重叠，但可以利用频谱进行交替。边缘区104被白色标注的用户占用时，黑色标注的用户则发送补零或完全无信号。同样，边缘区104被黑色标注的用户占用时，白色标注的用户则发送补零或完全无信号。具体地，如图中所示，SSB子载波中的NTTI符号资源可替换地按符号分配给1号块和2号块。此外，替换可以大于一个符号的间隔。邻近资源块100、101的频谱中间区102、103是双边带已调的，而频谱边缘区是单边带已调的。
需要重点注意的是，频谱边缘区104a、104b不一定要包括以上所示的有效负载区和补零区的互锁结构(interlocking structure)。
图11是示出了在所有FBMC子载波上使用传统原型滤波器的滤波器组。黑色箭头表示用户块的边界。由于边界处波形复杂，如果两个邻近块之间的信道不平坦，则存在块间干扰。
图12示出了提出的滤波器组在边界子载波上利用SSB-MB，而在常规子载波上使用传统原型滤波器。在边界子载波中，属于1号块的符号使用下边带(LSB)，而属于2号块的符号使用上边带(USB)。LSB和USB相互正交。因此，为了降低块间干扰，SSB-MB 构建了在两个相邻块的边界处的实数域中正交的滤波器组。另外，为了避免块内干扰，边界子载波处构建的滤波器也与同一块内的相邻子载波实现实数域正交。
图13示出了构建SSB-MB的图。具体地，边界子载波sc0上的奇数符号属于1号块，使用下边带(LSB)滤波器pLSB(t)进行调制。边界子载波sc0上的偶数符号属于1号块，使用上边带(USB)滤波器PUSB(t)进行调制。所有其他的子载波sc1...scN都使用FBMC***中所用的传统原型滤波器pi(t)进行调制，其中i是子载波的索引。
发射机侧用于SSB-MB的原型滤波器的通用表达式为：
其中代表pi(t)的希伯特(Hilbert)转换。pLSB(t)或(pUSB(t))与pi(t)之间的关系在图14中进行了举例。它示出了原型滤波器pUSB(t)的脉冲响应：pUSB(t)的实数部分是传统原型滤波器pi(t)，pUSB(t)的虚数部分是pi(t)的希伯特转换的虚数部分。
通过保证滤波器的正交设计，即，不同块之间支持复数域正交，并保留每个块内的实数域正交，SSB-MB的结构既没有产生块间干扰，也没有产生块内干扰。
然而，由于使用了有限长滤波器，LSB或USB的实际实现引起的自正交失真较小，因此，导致边界子载波sc0上出现了边际符号间干扰。通过利用均衡器可以很容易在接收器侧消除这类干扰。
正交的详细分析如下：
1)边界子载波sc0中的LSB和USB滤波器的复数域正交：
调取实值g(t)与其希伯特转换Hg(t)的正交属性，即<g(t),Hg(t)>＝0，LSB和USB滤波器保持正交，即
<pLSB(t),pUSB(t)>
＝{<HPT(t)(t),pT(t)>+<pT(t),HPT(t)(t)>+j(<pT(t),pT(t)>-<HPT(t),HPT(t)(t)>)}＝0
因此，在边界子载波处，LSB和USB互相正交，以保证没有块间干扰。
2)同一块中边界子载波与其邻近子载波之间的实数域正交：
首先，第一块中边界子载波(sc0)处的LSB与邻近子载波(sc1)处的原型滤波器的正交如下所示：
pLSB(t),pT(t)ej2πΔft>R
＝R{<HPJ(r)(t),pT(t)>e-j2πΔft+j<pT(t),pT(t)>e-j2πΔft}
＝0
其中，Δf是频率上的采样间隔。上述等式适用于希伯特转换函数和FBMC***中的原型滤波器的实数域正交属性。
其次，可以同样得出第二块中边界子载波(sc0)处的USB与邻近子载波处的原型滤波器的正交。
因此，边界子载波中的滤波器分别与它们邻近的子载波正交，以保证没有块内干扰。
3)LSB或边界子载波sc0中的LSB或USB滤波器的实数域正交及其实现问题：
利用希伯特变换和传统FBMC***中的原型滤波器的实数域正交属性，保持LSB(或USB)滤波器的正交性，即
<pLSB(t),pLSB(t)>R
＝R{<HPT(t)(t),HPT(t)(t)+pT(t),pT(t)>}＝2δ(t)
同理，可以推出USB滤波器的情况。
因此，利用边界子载波处的无限长滤波器，LSB或USB正交，以保证没有符号间正交。
然而，现实中仅可以实现有限长滤波器。这样的实际限制致使LSB或USB滤波器出现了轻微的非正交性。因此，存在小的符号间干扰。通过均衡器可以很容易在接收器侧降低这种干扰，描述图16时将进行详细说明。
图15示出了在边界子载波sc0处的SSB解调的概况。具体地，边界子载波sc0处接收的符号经过匹配的滤波器和分别在奇数位置和偶数位置生成恢复的符号。标号和分别代表图13给出的pLSB(t)和pUSB(t)匹配的滤波器。所有其他的子载波sc1...scN都利用FBMC***中所用的传统原型滤波器pi(t)进行解调，其中i是子载波的索引。
图16示出了由图7和图9中的均衡器对SSB符号进行均衡的细节。具体地，示出了图7的均衡器74的详细信息。将串并转换器(serial-to-parallel-converter)160连接到数字傅里叶变换单元161，再将数字傅里叶变换单元161连接到包括第一部分频域均衡器163 和第二部分频域均衡器164的频域均衡器162上。数字傅里叶变换单元161连接到与第二部分频域均衡器164连接的第一部分频域均衡器163上。第二部分频域均衡器164进一步连接到逆数字傅里叶变换单元165，逆数字傅里叶变换单元165再连接到并串转换器166。
串并转换器160被适配为从串行次序到并行次序的SSB解调后排列复数符号。这些符号可以都在SSB带的奇数位置，也可以都在SSB带的偶数位置。然后数字傅里叶变换单元161将信号转换为频域。DFT尺寸与本体有效负载符号长度相同。然后频域均衡器 162执行频域均衡，以降低来自滤波器组的残余符号间干扰。通过数据乘以向量进行均衡，其中Heq是频域中的等效信道响应，(·)*是复数共轭。具体地，首先第一部分频域均衡器163将信号乘以1/H* fb-eq，然后由第二部分频域均衡器164将得到的信号乘以W* ch-eq。
图17中示出了等效信道响应，其中和是SSB子载波(sc0)的接收机滤波器和发射机滤波器，长度可以大于一个符号(例如，长度是8MFFT)。FFT的尺寸由MFFT给出，信道脉冲响应为Lch。这种情况下，信道脉冲响应远远小于发射机(接收机)滤波器长度，时域中的等效信道可以简写为：
其中h0是SSB子载波sc0的信道增益，DFT(.)是DFT操作。是本征滤波器组响应，其仅依赖于用于SSB调制和解调的原型滤波器。例如，其系数可以预先确定并存储在查找表中。
针对SSB带的DFT尺寸为14的PHYDYAS的情况，的系数如下表所示：
的系数
继续在图16中，频域均衡后，信号通过逆数字傅立叶转换装置165转换为时域，并由并串转换器166重新排序为串行信号。
为了评估上述方案，基于下表中给出的仿真参数进行计算机仿真。
仿真参数
| FFT尺寸MFFT | 512 |
| 原型滤波器 | PHYDYAS长度＝4MFFT |
| 每子载波符号 | 14 |
| 每TBS子载波 | 36 |
| 每TTI TBS | 2 |
| 调制 | MCS9,MCS16,MCS25 |
图18示出了上述发送装置和接收装置的频谱效率。很容易看出，与早先描述的子载波退避方案相比，该方案的频谱效率明显更高，但依赖于分配给每个用户的子载波的数量。如果每个(用户)块的子载波数量少，则增益可高达50％。
图19和图20示出了3GPP SCME市区微场景和市区宏场景下的块误码率BLER与SNR(dB)。为了对比，还示出了三个参考方案的结果：OFDM(LTE/LTE-演进)，NoIBI (一个子载波退避)，以及IBI(没有子载波退避，因此存在块间干扰)。特别是在高SNR 区，利用高调制和编码方案，所提出的方案可以有效地降低块间干扰。
图21示出了发送设备的进一步实施例。此处适用于下行MIMO预编码的情况。第一资源块210和第二资源块211各自具有边缘区，共同组成共享边界子载波sc0。各波束形成器212、213对得到的信号进行波束形成。然后用户设备214、215，例如移动手机，通过信道h1、h2发送和接收这些信号。因此，通过利用该方案可以相继避免用户1号和2 号之间的块间干扰。
再例如，图22示出了适用于上行多接入情况的发送设备的实施例。此处，第一资源块220和第二资源块221同样各自具有边缘区，共同组成共享边界子载波sc0。不同的用户1号和2号通过信道h1、h2将得到的信号发送至基站222。因此，通过利用该方案可以相继避免用户1号和2号之间的块间干扰。
此外，只要信号是OQAM调制的，且针对不同用户(块)，通信***利用频域多路存取，就适用于来自FBMC和不同原型滤波器(PHYDYAS滤波器除外)的可替换发送。
图23示出了根据第四方面的发送方法的实施例。发送方法的目的是根据有效负载信号1生成FBMC信号2。在第一步230中，根据有效负载信号生成包括至少一个频谱边缘区和至少一个频谱中间区的至少一个资源块。在第二步231中，通过对从有效负载信号1 得到的信号的第一部分进行过滤，生成资源块的频谱中间区的内容，从而生成FBMC信号2的双边带已调第一部分。在第三步232中，通过对从有效负载信号得到的信号的第二部分进行过滤，生成资源块的频谱边缘区的内容，从而生成FBMC信号2的单边带已调第二部分。
图24示出了根据第五方面的接收方法的实施例。接收方法的目的是根据发送的FBMC 信号2重新生成有效负载信号1。在第一步240中，对FBMC信号的双边带已调第一部分进行过滤，从而生成从FBMC信号2得到的信号的第一部分。在第二步241中，对FBMC 信号的单边带已调第二部分进行过滤，从而生成从FBMC信号2得到的信号的第二部分。在最后第三步242中，根据从FBMC信号2得到的信号重新生成有效负载信号1。
由于该方法与设备密切关联，可以进一步参考有关发送设备的实施例的详细说明。
本发明不限于所示的示例，可以在任何有利组合中使用示例性实施例的特征。
本文结合各种实施例已对本发明进行了描述。然而，根据附图、公开内容和所附权利要求书的研究对所要求保护的发明进行实践时，本领域技术人员可以理解和实现所公开的实施例的其它变形。权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中所述的若干项的功能。通常不同的从属权利要求中会记载某些措施，但这并不表明这些措施不能进行有利地组合。计算机程序可以存储/分布在合适的介质上，例如与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的光学存储介质或固态介质，也可以通过因特网或其他有线或无线通信***等其他形式分布。
Claims (15)
1.一种用于根据有效负载信号(1)生成滤波器组多载波FBMC信号(2)的发送设备(3)，所述发送设备包括至少一个过滤单元(5)，
其中，所述发送设备(3)被适配为根据与所述有效负载信号(1)对应的时频资源格生成至少一个资源块(100，101，210，211，220，221)，其中，每个资源块(100，101，210，211，220，221)是针对特定时隙的特定频谱区，并且包括一个频谱中间区(102，103)和位于所述资源块(100，101，210，211，220，221)的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区(104a，104b)，
其中，所述至少一个过滤单元(5)被适配为通过对从所述有效负载信号(1)得到的信号(1d)的第一部分进行过滤，生成每个资源块(100，101，210，211，220，221)的所述频谱中间区(102，103)，从而生成所述FBMC信号(2)的双边带已调第一部分，
其中，所述至少一个过滤单元(5)被适配为通过至少对从所述有效负载信号(1)得到的所述信号(1d)的第二部分进行过滤，生成每个资源块(100，101，210，211，220，221)的所述至少一个频谱边缘区(104a，104b)，从而生成所述FBMC信号(2)的单边带已调第二部分。
2.根据权利要求1所述的发送设备(3)，其中所述FBMC信号(2)的所述单边带已调第二部分包括：
-与底层的基带信号的起始边对应的频谱截止边，
-非截止边，
其中，所述至少一个过滤单元(5)被适配为生成所述频谱边缘区(104a，104b)的所述至少一个有效负载区，以使
-所述FBMC信号(2)的所述第二部分的所述非截止边在所述频谱边缘区(104a，104b)一边的频谱中间区(102，103)上，以及
-所述FBMC信号(2)的所述第二部分的所述截止边在所述频谱边缘区(104a，104b)一边的非频谱中间区(102，103)上。
3.根据权利要求1或2所述的发送设备(3)，
其中，所述频谱中间区(102，103)的所述FBMC信号(2)的所述双边带已调第一部分与所述频谱边缘区(104a，104b)的所述FBMC信号(2)的所述单边带已调第二部分在频谱上部分重叠，以及
其中，所述FBMC信号(2)的所述单边带已调第二部分没有或几乎没有超出与所述频谱中间区(102，103)相对的所述频谱边缘区的所述频谱边缘的信号分量。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的发送设备(3)，
其中，每个频谱边缘区(104a，104b)包括：
-包括所述FBMC信号(2)的所述第二部分的至少一个有效负载段，和/或
-包括至少一个补零或无信号的至少一个补零段，以及
其中，如果至少一个有效负载段和至少一个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少一个有效负载段和所述至少一个补零段具有相同的持续时间，并且在时间上连续排列。
5.根据权利要求4所述的发送设备(3)，其中每个频谱边缘区(104a，104b)包括：
-至少两个有效负载段，和/或
-至少两个补零段，以及
其中，如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少两个有效负载段和所述至少两个补零段在所述频谱边缘区(104a，104b)内在时间上交替排列。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的发送设备(3)，其中，所述发送设备(3)还包括：
-编码单元(60)，适配为对所述有效负载信号(1)进行符号映射，得到符号映射有效负载信号(1a)，和/或
-资源映射单元(61)，适配为对所述符号映射有效负载信号(1a)或从所述有效负载信号(1)得到的信号(1a)进行资源映射，得到资源映射有效负载信号(1b)，和/或
-调制单元(62，82)，适配为调制所述资源映射有效负载信号(1b)或从所述有效负载信号(1)得到的信号(1b)，得到已调有效负载信号(1c)，和/或
-层映射单元(63)，适配为对所述已调有效负载信号(1c)或从所述有效负载信号(1)得到的信号(1c)进行MIMO层映射，得到层映射有效负载信号(1d)。
7.一种用于根据包括至少一个资源块(100，101，210，211，220，221)的滤波器组多载波FBMC信号(2)接收有效负载信号(1)的接收设备(4)，所述接收设备包括至少一个过滤单元(6)，
其中，资源块(100，101，210，211，220，221)是针对特定时隙的特定频谱区，并且每个资源块(100，101，210，211，220，221)包括一个包括所述FBMC信号(2)的双边带已调第一部分的频谱中间区(102，103)，以及
包括所述FBMC信号(2)的单边带已调第二部分的位于每个资源块(100，101，210，211，220，221)的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区(104a，104b)，
其中，所述至少一个过滤单元(6)被适配为对所述FBMC信号(2)的所述双边带已调第一部分进行过滤，从而生成从所述FBMC信号(2)得到的信号(2a)的第一部分，以及
其中，所述至少一个过滤单元(6)被适配为对所述FBMC信号(2)的所述单边带已调第二部分进行过滤，从而生成从所述FBMC信号(2)得到的所述信号(2a)的第二部分。
8.根据权利要求7所述的接收设备(4)，其中，所述频谱中间区(102，103)的所述FBMC信号(2)的所述双边带已调第一部分与所述频谱边缘区(104a，104b)的所述FBMC信号(2)的所述单边带已调第二部分在频谱上部分重叠，以及
其中，所述FBMC信号(2)的所述单边带已调第二部分没有或几乎没有超出与所述频谱中间区(102，103)相对的所述频谱边缘区(104a，104b)的所述频谱边缘的信号分量。
9.根据权利要求7或8所述的接收设备(4)，其中每个频谱边缘区(104a，104b)包括：
-包括所述FBMC信号(2)的所述第二部分的至少一个有效负载段，和/或
-包括至少一个补零或无信号的至少一个补零段，以及
其中，如果至少一个有效负载段和至少一个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少一个有效负载段和所述至少一个补零段具有相同的持续时间，并且在时间上连续排列。
10.根据权利要求9所述的接收设备(4)，其中每个频谱边缘区(104a，104b)包括：
-至少两个有效负载段，和/或
-至少两个补零段，以及
其中，如果至少两个有效负载段和至少两个补零段都被包括在频谱边缘区内，则所述至少两个有效负载段和所述至少两个补零段在所述频谱边缘区(104a，104b)内在时间上交替排列。
11.根据权利要求7至10中任一项所述的接收设备(4)，其中，所述接收设备(4)包括：
-层解映射单元，适配为对从所述FBMC信号(2)得到的信号(2a)的所述第一部分和从所述FBMC信号(2)得到的所述信号(2a)的第二部分进行MIMO层解映射，得到层解映射信号的第一部分和所述层解映射信号的第二部分，和/或
-解调单元(72，92)，适配为对所述层解映射信号的所述第一部分、所述层解映射信号的所述第二部分或从所述FBMC信号(2)得到的信号(2a)进行解调，得到已解调信号(2b)的第一部分和所述已解调信号(2b)的第二部分，和/或
-均衡器(73，94)，适配为对所述已解调信号(2b)的所述第一部分或从所述FBMC信号(2)得到的信号(2b)进行双边带均衡，得到已均衡信号(2c)的第一部分，和/或对所述已解调信号(2b)的所述第二部分或从所述FBMC信号(2)得到的信号(2b)进行单边带均衡，得到所述已均衡信号(2c)的第二部分，和/或
-资源解映射单元(76)，适配为对所述已均衡信号(2c)或从所述FBMC信号(2)得到的信号(2c)进行资源解映射，得到资源解映射信号(2d)，和/或
-解码单元(77)，适配为对所述资源解映射信号(2d)或从所述FBMC信号(2)得到的信号(2d)进行符号解映射，得到所述有效负载信号(1)。
12.一种包括根据权利要求1至6中任一项的第一发送设备(3)、根据权利要求1至6中任一项的第二发送设备(3)以及根据权利要求7至11中任一项的接收设备(4)的通信***，
其中，所述第一发送设备(3)被适配为发送包括第一资源块(100)的第一有效负载信号(1)，所述第一资源块(100)包括第一频谱边缘区(104a)，
其中，所述第二发送设备(3)被适配为发送包括第二资源块(101)的第二有效负载信号，所述第二资源块(101)包括第二频谱边缘区(104b)，
其中，所述第一发送设备(3)和所述第二发送设备(3)被适配为同时发送频谱临近的所述第一资源块(100)和所述第二资源块(101)，以及
在相同频率上发送所述第一资源块(100)和所述第二资源块(101)的所述频谱边缘区(104a，104b)，其中，所述第一频谱边缘区(104a)的至少一个有效负载段与所述第二频谱边缘区(104b)的至少一个补零段重叠，并且所述第二频谱边缘区(104b)的至少一个有效负载段与所述第一频谱边缘区(104a)的至少一个补零段重叠，
其中，所述接收设备(4)被适配为接收所述第一资源块(100)和所述第二资源块(101)，并由此重新生成所述第一有效负载信号(1)和所述第二有效负载信号。
13.一种用于根据有效负载信号(1)生成滤波器组多载波FBMC信号(2)的方法，包括以下步骤：
-根据与所述有效负载信号(1)对应的时频资源格生成(230)至少一个资源块(100，101，210，211，220，221)，其中，每个资源块(100，101，210，211，220，221)是针对特定时隙的特定频谱区，并且包括一个频谱中间区(102，103)和位于所述资源块(100，101，210，211，220，221)的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区(104a，104b)，
-对从所述有效负载信号(1)得到的信号的第一部分进行过滤(231)以生成所述FBMC信号(2)的双边带已调第一部分，从而生成每个资源块(100，101，210，211，220，221)的所述频谱中间区(102，103)，以及
-对从所述有效负载信号(1)得到的所述信号的第二部分进行过滤(232)以生成所述FBMC信号(2)的单边带已调第二部分，从而生成每个资源块(100，101，210，211，220，221)的所述至少一个频谱边缘区(104a，104b)。
14.一种用于根据包括至少一个资源块(100，101，210，211，220，221)的滤波器组多载波FBMC信号(2)接收有效负载信号(1)的方法，其中，资源块(100，101，210，211，220，221)是针对特定时隙的特定频谱区，每个资源块(100，101，210，211，220，221)包括：
-一个包括所述FBMC信号(2)的双边带已调第一部分的频谱中间区(102，103)，以及
-位于每个资源块(100，101，210，211，220，221)的频谱边缘处的至少一个频谱边缘区(104a，104b)，其中所述至少一个频谱边缘区(104a，104b)包括所述FBMC信号(2)的单边带已调第二部分，
其中，所述方法包括以下步骤：
-对所述FBMC信号(2)的所述双边带已调第一部分进行过滤(240)，从而生成从所述FBMC信号(2)得到的信号的第一部分，
-对所述FBMC信号(2)的所述单边带已调第二部分进行过滤(241)，从而生成从所述FBMC信号(2)得到的所述信号的第二部分，以及
-重新生成(242)从所述FBMC信号(2)得到的所述信号的所述有效负载信号(1)。
15.一种具有程序代码的计算机程序，当所述程序在计算机或数字信号处理器上执行时，用于执行根据权利要求13或14所述的所有步骤。
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