CN106997805B - 用于降低变压器的软磁芯中的单向通量分量的电路布置 - Google Patents

Abstract

用于降低变压器的软磁芯中的单向通量分量的电路布置。用于降低变压器的软磁芯中的单向通量分量的电路布置包括：磁耦合到变压器的芯的补偿绕组；与补偿电流路径中的补偿绕组串联连接的饱和电抗器，其中补偿电流路径具有两个并联分支，每个包含串联连接的饱和电抗器的功率绕组和不受控阀，其中阀的流动方向彼此相反并且其中每个功率绕组经由可饱和饱和电抗器芯磁耦合到控制绕组；控制设备，在输入侧向其馈送由检测设备提供的关于单向通量分量的量值和方向的信息并且其在输出侧生成被馈送到每个控制绕组的控制变量，使得可以改变饱和电抗器芯的饱和状态，以便在补偿电流路径中形成补偿电流，该补偿电流的影响抵消变压器的芯中的单向通量分量。

Description

用于降低变压器的软磁芯中的单向通量分量的电路布置

技术领域

本发明总体上涉及在用于电能的生成、传输和分配的电力网络中使用的类型的电力变压器的领域，特别地涉及用于降低变压器的软磁芯中的单向通量分量（unidirectional flux component）的电路布置。

背景技术

已知在用于生成、传输和分配电功率的网络中，因为例如由网络中的功率电子切换单元引起的不同原因可能会发生不希望的直流的注入。此类直流（在下文中还被称为DC分量）导致引起变压器的磁芯材料的不对称饱和的单向通量分量。这增加变压器的损耗和操作噪声。在空载损耗和空载噪声显著增加时，另一可能原因是特别针对高功率变压器的问题的所谓的“地磁感应电流”（GIC）。取决于变压器的设计，甚至几百毫安的非常小的DC分量可以将操作噪声的发射增加到10到20dB。在GIC的情况下，可出现高达50A的DC分量。可能出现大约20-30%的损耗的显著增加。变压器中的局部加热可以严重降低绕组绝缘的有效寿命。

用于降低变压器的芯中的单向通量分量的各种方法和设备是已知的。例如，在EP2622614B1中，提议使用切换单元来将补偿电流注入到磁耦合到变压器芯的补偿绕组中。补偿电流的影响抵消单向通量分量。例如提议将诸如晶闸管之类的受控阀用于实施切换单元。然而，实际上受控半导体开关的使用因为它们的最大可容许电压或更确切地功率耗散而目前被限到大约690V。然而，在高压DC输电（HVDCT）的上下文中使用变压器的情况下，补偿绕组中感应的电压可以远远高于这些限制值并且实际上超过8kV。晶闸管在此高压范围中的实际使用不仅仅受到限制，而且还要求冷却设备耗散切换损耗的相当大的支出（outlay）。此外，要求相对地复杂的控制电路来控制受控阀，这不利地影响可靠性。对于切实可行的单向通量补偿，与用于功率变压器本身的类似的要求适用：补偿设备应该具有简单的设计并且提供几十年内的低维护操作。

发明内容

本发明的目的是指定用于降低变压器的磁芯中的单向通量分量的电路布置，所述电路布置具有简单设计并且在尽可能长的使用寿命内可靠地操作。

通过技术方案的特征来实现此目的。将从从属技术方案、说明书和附图中出现本发明的更多有利实施例、方面和细节。

本发明的用于生成补偿电流的基本方法是使用不要求受控阀的电路布置。

根据第一变体，该电路布置富有创造性地包括下面的部件：

-补偿绕组，其被磁耦合到变压器的芯；

-饱和电抗器（transductor），其与补偿电流路径中的补偿绕组串联连接，其中该补偿电流路径具有两个并联分支，在其中在每种情况下饱和电抗器的功率绕组和不受控阀串联连接，其中阀的流动方向彼此相反，并且其中每个功率绕组经由可饱和的饱和电抗器芯被磁耦合到控制绕组；

-控制设备，在输入侧向其馈送关于单向通量分量的量值和方向的信息，并且该控制设备在输出侧生成控制变量，该控制变量被馈送到每个控制绕组，使得可以改变饱和电抗器芯的饱和状态，以便在补偿电流路径中形成其影响抵消单向通量分量的补偿电流。

根据第二变体，本发明包括下面的特征：

-补偿绕组，其被磁耦合到变压器的芯；

-饱和电抗器，其具有与补偿电流路径中的补偿绕组串联连接的功率绕组，其中该补偿电流路径包括不受控阀和用于使该阀中的电流的方向反向的切换设备，并且其中经由可饱和的饱和电抗器芯将功率绕组磁耦合到控制绕组；

-控制设备，在输入侧向其馈送由检测设备提供的关于单向通量分量（Φ_DC）的量值和方向的信息，并且该控制设备在输出侧生成控制变量，该控制变量被馈送到控制绕组，使得可以改变饱和电抗器芯的饱和状态，以便在补偿电流路径中形成其影响抵消变压器的芯中的单向通量分量（Φ_DC）的补偿电流（I_K）。

结合不受控阀使用饱和电抗器消除了对受控阀另外要求的复杂控制电路的需要。与晶闸管相比，例如，诸如二极管之类的不受控阀相对鲁棒（robust）并且具有长的使用寿命。本质上由磁芯和设置在其上的绕组布置（包括功率绕组和控制绕组的单个或成对布置）构成的饱和电抗器在设计上类似于变压器并且有可能提供类似的长使用寿命。

对于变体二来说，实施方式复杂性特别低。不存在对电子地控制受控阀所要求的该种复杂控制电路的需要。用于将单个不受控阀（二极管）的极性反转的切换设备可以是机械类型的并且可以由驱动器来致动。

关于电气接通状态功率损耗，与受控阀的切换损耗相比的二极管的那些是相对地低的，使得冷却成本/复杂性整体更低得多。与诸如晶闸管之类的受控阀相比，关于目前商售的二极管的电压和功率耗散的限制值相对较高。因此，DC补偿设备的使用不再被限制到低电压，而是现在还可能用于诸如HVDCT变压器之类的大功率变压器的高电压。低成本实施方式是可能的。

两个变体的富有创造性地使用的部件相对地简单并且都可能无故障地操作达许多年。

优选的是其中不受控阀或两个不受控阀在每个情况下被设计为高阻断功率二极管的实施例。

就低制造成本来说，电路布置具有饱和电抗器可以是有利的，所述饱和电抗器的饱和电抗器芯被实施为分开的条状芯（strip core）或者采用堆叠层压片（lamination）的形式。

可以通过由磁性材料制成的各个层压片构成饱和电抗器来实现它的磁性材料中的低功率耗散，所述磁性材料具有尽可能窄的矩形磁滞回线（hysteresis loop）。饱和电抗器的驱动功率因此是低的，这意味着控制单元可以具有更简单的设计。

如果饱和电抗器芯被设置在具有至少一个气隙的磁路中，则可以实现控制单元的进一步简化，使得剩余通量密度被限制到小于或等于饱和通量密度的20%。

为了更进一步降低控制单元中的损耗，如果使用低损耗晶粒取向的电工钢（所谓的HiB-GOES材料），则它可能是有利的。

特别地，如果在软磁饱和电抗器芯中的电工钢的轧制方向的方向上载送磁通量，则可以实现饱和电抗器的低损耗操作。

为了限制补偿电流路径中的电流，可以例如在饱和电抗器和补偿绕组之间串联地使用限流扼流圈。

在切换设备的优选实施例中，可以提供利用足够大漏感来实施饱和电抗器的功率绕组（或绕组），使得它同时还提供限流。然后功率绕组（或绕组）同时充当限流扼流圈，并且因此并不呈现为分开的部件。

在两种情况下，确保在电流路径中限制最大电流，即使饱和电抗器的控制设备有故障。要在控制设备中提供的其它限流措施可以具有更简单设计或被完全摒弃。

为了高可靠性和长使用寿命，如果被设置在电源部分中的部件，即补偿绕组、饱和电抗器、阀和可能的限流扼流圈被设置在变压器箱（transformer tank）内部，则它可能是有利的。因此，电路布置的这些部件被浸泡在变压器的绝缘和冷却液中并且被其冷却，这延长它们的使用寿命。

为了生成补偿电流，使用测量设备来检测在补偿绕组中感应的电压的相位并将其馈送到控制设备可能是有利的。这简化了补偿电流的生成。

可以例如借助于设置在变压器芯上的测量设备来获取关于要被补偿的单向通量分量的量值和方向的信息。这样的测量设备可以是例如设置在变压器磁轭上或电磁铁芯（limb）上的分流电路中的磁传感器。

然而，还可以从输电网络本身获得提供关于要被补偿的单向通量分量的量值和方向的信息的另一可能性。可以通过变压器的连接电缆上的仪表测量来获得该信息。本领域技术人员可以利用用于检测DC分量的各种设备。

在特别优选的实施例中，可以提供为每个控制电路提供的具有初级绕组和次级绕组的变压器（图3），其中通过补偿绕组来馈送每个初级绕组，并且其中将每个次级绕组指派到它被并入的控制电路，使得在相应控制绕组（1b）中感应的电压被补偿。这意味着对根据本发明的电路布置的空间要求是低的并且不想要的DC分量的高度可区分的补偿是可能的。

附图说明

为了进一步解释本发明，将在下面的描述部分中参考附图，将在示例的基础上从所述附图中出现本发明的更多有利实施例、细节和发展，并且其中：

图1 示意性地图示出根据本发明的电路布置的第一变体；

图2 示意性地图示出根据本发明的电路布置的第二变体；

图3 示意性地图示出根据本发明的第一变体的优选实施例。

具体实施方式

现在将参考示例性实施例更详细地解释本发明。

图1示意性地图示出根据本发明的电路布置的第一变体。参考字符4表示磁耦合到变压器的软磁芯的补偿绕组。（为了清楚的缘故，附图中既没有描绘磁芯也没有描绘变压器的其它公知部件）。

如图1示出的，补偿绕组4被***在补偿电流路径8中。在如图1中示出的本发明的变体中将在下文中也被称为电源部分的补偿电流路径8（在图1至3中使用粗实线厚度描绘）分成两个并联分支：每个并联分支包含饱和电抗器1的功率绕组1a。在每种情况下与功率绕组1a串联连接的是阀2。这些阀2中的每个是不受控制的。阀2被设计为半导体二极管。在该两个并联分支中，二极管2被反并行地连接，即在补偿电流路径8的环流方向上观看，一个二极管2（图1中的左侧二极管）的流动方向是逆时针的，设置在右侧并联分支中的二极管2以顺时针方向导通。

如可以从图1中看到的，饱和电抗器1具有两个功率绕组1a和两个控制绕组1b。并联分支中的每个功率绕组1a被指派控制绕组1b。两个功率绕组1a中的每个载送补偿电流I_K的一部分。功率绕组1a和被指派到其的控制绕组1b之间的磁耦合创建软磁饱和电抗器芯10（在图1中以简化形式示为虚线）。饱和电抗器芯10是分开的条状芯，但是还可以具有层叠设计。所述饱和电抗器芯10的材料是晶粒取向的电工钢HiB GOES。此材料的磁滞现象是窄的矩形曲线，使得对控制饱和电抗器1要求少的切换功率。在饱和电抗器芯10中，在电工钢的轧制方向上载送磁通量。

两个控制绕组1b串联连接在控制电路14中。控制设备6将控制变量11馈送到此控制电路14中。如下面将更详细地描述的，此控制变量11带来了饱和电抗器芯10的磁性材料的不同程度的饱和，作为其结果而在补偿电流路径8中形成具有DC分量的电流。可以通过控制变量11在量值和方向方面限定所述DC分量，使得至少抵消或者理想地完全补偿不想要的单向通量分量Φ_DC（其由变压器的初级/次级绕组中的DC分量产生）。

在图1中的输入侧，两个信号被馈送到控制设备6：

一方面，要补偿关于单向通量分量Φ_DC的量值和方向的信息12。如图1中所示，关于不想要的单向通量分量Φ_DC的此信息可以是检测例如在变压器的磁轭处的单向通量分量Φ_DC的检测设备5的信号。特别适当的是在PCT/EP 2010/054857中描述的旁路测量***，其本质上由设置在变压器芯上的磁分流部分构成，使得磁通量的一部分被分支（branch off）并且在分流电路中被载送，以便可以使用设置在分流部分上的传感器线圈来确定对应于单向通量分量Φ_DC的测量信号。这样的磁场传感器被设置在变压器箱中。

然而，用于降低单向通量分量Φ_DC的影响的信息还可以来自另一个源，例如来自输电网络本身，其中在电网的相位导体中测量GIC-DC分量（这在技术上是复杂的）或者可以用某些其它方式来预测或检测GIC。在图1中的示意性表示中，为了简化的缘故没有示出其全部；功能块5大体上描绘检测设备，其经由测量信号路径12在输入侧向控制单元6提供关于扰动变量的方向和量值的相关信息。

另一方面，图1还示出来自检测器7的另一信号13，其给出在补偿绕组4中感应的AC电压的相位。在图1中的实施例中，此信号13同样地还被用于生成控制变量11，由此实现要被最小化的控制单元6中的复杂性。

在此示例中，控制单元6生成作为这两个输入变量12和13的函数的控制信号11。此控制信号被注入到控制电路14中。该控制单元6因此选择性地控制饱和电抗器1中的饱和状态，由此预定义其切换行为。使控制单元6的输出的数目适应饱和电抗器1的设计。控制单元6包含计算机，在此示例性实施例中其还并入自适应控制器的功能，由此在很大程度上消除了对昂贵测试设施中的校准的需要。由控制设备6中的适当算法来生成控制信号11。尽管可以通过使用相位信息13来简化用于在控制设备6中生成控制变量11的算法，但是信号13不是绝对必要的。

通过其控制绕组1b中的电流脉冲来使饱和电抗器1在阻断和导通状态之间切换。饱和电抗器1经由功率绕组1a中的电流将自己保持在导通状态中直到其零交叉（zerocrossing）为止，并且然后自动呈现阻断状态。此“磁开关”的切换行为因此对应于受控阀的切换行为，但是没有后者的缺点。因此，控制信号11影响饱和电抗器芯10的饱和状态，使得在补偿电流路径8中获得可预定义的量值和方向的补偿电流I_K。在图1中，这由双箭头9来指示。

图2示出根据本发明的电路布置的第二变体。与根据图1的实施例相比，饱和电抗器1由单个功率绕组和控制绕组1a、1b构成；此外，在功率路径8（补偿电流路径）中不存在两个阀的反平行布置，而是可以借助于切换设备15在电流路径8中使极性反转的仅单个阀2。这里将用于使二极管2的极性反转的切换设备15实施为由两个切换接触15'和15''构成的机械开关。例如由电驱动器来由驱动单元（没有更详细地示出）致动切换接触15'和15''。在图2中的切换配置中，在其中补偿电流I_K在补偿电流路径8中逆时针流动的开关设置中示出两个切换接触15'和15''。如果两个切换接触15'和15''被置于它们相应的其它设置中，即第一切换接触15'被连接到二极管2的阴极，切换接触15''被连接到二极管2的阳极，则补偿电流I_K在补偿电流路径8中的流动方向变化。在图2中示出的切换图中的补偿电流I_K现在在相反的方向上（即顺时针方向上）流动。如上面已经参考图1解释的，借助于“磁开关”1来降低变压器的芯中的单向磁通分量。再次通过控制信号11以控制单元6的控制相位14来控制饱和电抗器1，使得双向补偿电流I_K（双箭头9）开始在电源部分8中流动。经由信号路径12将关于要被补偿的扰动的信息馈送到控制单元6。补偿电流I_K使得它降低变压器的芯中的单向通量分量Φ_DC的不理想的影响。因此，降低了不平衡的饱和以及因此还有的变压器的功率耗散和噪声发射。较低的功率耗散（即较低的操作温度）延长了变压器的使用寿命。

图2中示出的电路变体的优点主要存在于较高补偿功率的补偿中，其要求较大的饱和电抗器和限流扼流圈。这里通过改变（单个）不受控整流器2的极性来对改变的直流极性进行反应可能是明智的。与图1相比的电路复杂性也更低。需要提供仅一个饱和电抗器，而不是用于要被补偿的直流的每个极性的两个饱和电抗器线圈。这里，根据可用性和可靠性来将切换设备15实施为机械开关可能是有利的。这确保高可用性和操作可靠性。经验已示出要被补偿的DC电流的极性（例如GIC）仅非常缓慢地变化。因此可以通过简单的机构来致动机械开关15。此开关15优选地被物理地设置在变压器箱内部，使得箱内部的绝缘和冷却液围绕其切换接触15'，15''进行清洗。

图3示出本发明的第一变体的优选实施例。与图1相比，使用两个完全分开的饱和电抗器1，其还可以取决于要被补偿的直流（GIC）的极性来由控制单元6分开地被激活。每个控制绕组1b再次地由控制电路14中的控制信号11来控制。在每个情况下由控制单元6来提供控制信号11。在用于控制控制绕组1b的两个控制电路14的每个中，变压器16的绕组被并入，使得控制绕组1b中感应的电压被补偿。其优点是控制功率被显著降低。因此，两个控制单元6可以具有更简单的设计。两个变压器16还被实施成使得在每种情况下将漏感引入相应的控制电路14中，从而增加相应控制器6的稳定性。与图1相比的另一个差别是在图3中的实施例中，限流扼流圈3被分开地安装在每个并联分支中。其优点是限流扼流圈3要求更少的空间。然而，在图3中图示出的实施例中，还可能将扼流圈3集成在功率绕组1a中，以便实现足够大的漏感。然后分开的限流不再是必要的。然后根据本发明的电路布置的实施方式是特别有利的。

总而言之，所产生的优点如下：

结合不受控阀的饱和电抗器构成在长使用寿命内可靠地操作的鲁棒单元。

将饱和电抗器和二极管设置在变压器的箱内部的优点是高效冷却是可能的。不要求复杂的冷却设备。同样地，不存在对复杂的开关盒以及相关联的功率电子设备的需要。

完整的电源部分8（即设置在补偿电流路径中的部件）可以被容纳在变压器箱内部。消除电源部分的外部导体布置中的接地故障的问题。同样地消除的是取出电源部分将另外要求的套管（bushing）。还不要求用于使电源部分断开连接的设备（诸如断流器或接触器）。

磁性地作用的开关设备（由饱和电抗器和二极管构成）因为不同的电压和功率而容易地可缩放（scalable）。甚至对于相对高的电压和功率也可以实施廉价的DC补偿。因此现在在大的HVDCT变压器中使用DC补偿也是可能的。

因为控制单元保持在箱的外部，所以可以在EU低电压指令的范围内廉价地实施该控制单元。

在二极管故障的情况下，通过电网将变压器关闭是不必要的。

用于生成此补偿电流I_K的能量来自在补偿绕组4中感应的实际电压（在图1中用AC电压源符号来表示补偿绕组4）。因此补偿绕组4用作能量源。不要求用于生成补偿电流I_K的分开的能源。如图1中示出的，补偿电流I_K在两个方向上流动通过补偿绕组4，这引起其关联的磁通分量取决于其方向来抵消变压器的芯中的不想要的单向通量分量Φ_DC。在图1中，用双向箭头对9来指示双向补偿电流I_K。

在图1和2中，每个不受控阀2被实施为具有高阻断能力和低正向电阻的高阻断功率二极管。就半导体技术而言，这通过在高掺杂的pn区之间***薄的低掺杂中间层来实现。因此，与晶闸管相比的此（不受控）阀中的损耗更低。

尽管已经在上面呈现的示例的基础上详细地解释和描述了本发明，但是本发明不限于这些示例。在不偏离本发明的基本概念的情况下其它实施例和变化是可想到的。

其设计本身已知的饱和电抗器1可以具有关于其芯的不同的构造，例如由两个磁路构成或者由具有三个电磁铁芯的一个磁芯构成。其绕组布置可以由用于每个电源部分1a的两个分开缠绕的控制线圈1a构成或者由用于两个电源部分1a的共用控制线圈1b构成。

图1和2中的框图示出补偿电流路径8中的限流扼流圈3。如上文已经说明的，这不是绝对必要的，因为还可以由饱和电抗器的（多个）功率绕组1a的适当实施方式来提供此限流功能。在这种情况下，图1和2中示出的限流扼流圈3将被省略。

使用的参考字符的列表

1 饱和电抗器

1a 功率绕组

1b 控制绕组

2 不受控阀、二极管

3 限流扼流圈

4 补偿绕组、电压源

5 检测设备、测量设备

6 控制单元

7 相位检测器

8 补偿电流路径

9 双箭头

10 饱和电抗器芯

11 控制变量

12 信号、测量信号路径

13 信号

14 控制电路

15 切换设备

15' 切换设备15的第一切换接触

15'' 切换设备15的第二切换接触

16 控制电路14中的变压器

Φ_DC 单向通量分量

I_K 补偿电流。

Claims (16)

1.一种用于降低变压器的软磁芯中的单向通量分量（Φ_DC）的电路布置，包括：

-补偿绕组（4），其被磁耦合到变压器的芯；

-饱和电抗器（1），其具有与补偿电流路径（8）中的补偿绕组（4）串联连接的功率绕组(1a)，其中该补偿电流路径（8）具有两个并联分支，每个包含串联连接的不受控阀（2）和饱和电抗器（1）的功率绕组（1a），其中阀（2）的流动方向彼此相反，并且其中每个功率绕组（1a）经由可饱和的饱和电抗器芯（10）被磁耦合到控制绕组（1b）；

-控制设备（6），在输入侧向其馈送由检测设备（5）提供的关于单向通量分量（Φ_DC）的量值和方向的信息（12），并且该控制设备（6）在输出侧生成控制变量（11），该控制变量（11）被馈送到每个控制绕组（1b），使得可以改变饱和电抗器芯（10）的饱和状态，以便在补偿电流路径（8）中形成补偿电流，该补偿电流的影响抵消变压器的芯中的单向通量分量（Φ_DC）。

2.根据权利要求1中所述的电路布置，其特征在于至少一个限流扼流圈（3）被串联连接在补偿电流路径（8）中的补偿绕组（4）和饱和电抗器（1）之间，或者功率绕组被设计用于限流。

3.根据权利要求1中所述的电路布置，其特征在于，对于每个控制电路（14），提供具有初级绕组和次级绕组的变压器（16），其中通过补偿绕组（4）来馈送每个初级绕组，并且其中每个次级绕组被指派控制电路（14）并且被并入在所述控制电路（14）中以便相应控制绕组（1b）中感应的电压被补偿。

4.根据权利要求3中所述的电路布置，其特征在于为了限流的目的，饱和电抗器（1）的功率绕组（1a）被实施为漏感。

5.根据权利要求3中所述的电路布置，其特征在于在每个并联分支中，限流扼流圈（3）与饱和电抗器（1）的功率绕组（1a）串联连接。

6.一种用于补偿变压器的软磁芯中的单向通量分量（Φ_DC）的电路布置，包括：

-补偿绕组（4），其被磁耦合到变压器的芯；

-饱和电抗器（1），其具有与补偿电流路径（8）中的补偿绕组（4）串联连接的功率绕组（1a），其中在该补偿电流路径（8）中设置不受控阀（2）和用于使阀（2）中的电流方向的极性反转的切换设备（15），并且其中经由可饱和的饱和电抗器芯（10）将功率绕组（1a）磁耦合到控制绕组（1b）；

-控制设备（6），在输入侧向其馈送由检测设备（5）提供的关于单向通量分量（Φ_DC）的量值和方向的信息（12），并且该控制设备（6）在输出侧生成控制变量（11），该控制变量(11)被馈送到每个控制绕组（1b），使得可以改变饱和电抗器芯（10）的饱和状态，以便在补偿电流路径（8）中形成补偿电流（I_K），该补偿电流（I_K）的影响抵消变压器的芯中的单向通量分量（Φ_DC）。

7.根据权利要求1或6中所述的电路布置，其特征在于该阀（2）被实施为高阻断功率二极管。

8.根据权利要求1或6中的一个所述的电路布置，其特征在于该饱和电抗器芯（10）被实施为分开的条状芯或为堆叠的芯。

9.根据权利要求8中所述的电路布置，其特征在于该分开的条状或堆叠芯（10）由具有本质上窄的、矩形磁滞曲线的软磁材料的层压片制成。

10.根据权利要求9中所述的电路布置，其特征在于该饱和电抗器芯（10）被设置在具有至少一个气隙的磁路中以便剩余的通量密度被限制到小于或等于饱和通量密度的20%。

11.根据权利要求10中所述的电路布置，其特征在于该材料是晶粒取向的HiB-GOES电工钢。

12.根据权利要求11中所述的电路布置，其特征在于在晶粒取向的HiB-GOES电工钢的轧制方向上载送该材料中的磁通量。

13.根据权利要求1、6和9至12中的一个中所述的电路布置，其特征在于补偿绕组（4）、饱和电抗器（1）、阀（2）和限流扼流圈（3）被设置在变压器的被填充绝缘或冷却液的箱的内部。

14.根据权利要求1、6和9至12中的一个中所述的电路布置，其特征在于借助于测量设备（5）获得在补偿绕组（4）中感应的电压的相位并且将其馈送到控制设备（6）。

15.根据权利要求1、6和9至12中的一个中所述的电路布置，其特征在于借助于设置在变压器的芯上的测量设备（5）来获得关于单向通量分量（Φ_DC）的量值和方向的信息。

16.根据权利要求1、6和9至12中的一个中所述的电路布置，其特征在于借助于设置在变压器的连接电缆上的测量设备（5）来获得关于单向通量分量（Φ_DC）的尺寸和方向的信息。