CN106973026B - 前导符号的接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种前导符号的接收方法，其特征在于，前导符号的接收方法，其特征在于，包括如下步骤：对接收到的物理帧进行处理以得到基带信号；判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号；确定接收的该前导符号在物理帧中的位置并在信令信息存在时解出该前导符号所携带的所述信令信息，其中，在判断所述基带信号中是否存在期望接收的所述前导符号时，可利用以下任意一种方式或者任意至少两种方式自由组合进行可靠度判断：初始定时同步方式、整数倍频偏估计方式、精准定时同步方式、信道估计方式以及解码结果分析方式，能够解决单频干扰，以及在危险延迟下小偏估计失效的问题。

Description

前导符号的接收方法

本申请是原案的分案申请，原案的申请号为201510064118.5，原案的申请日为2015/02/06，原案的发明创造名称为《前导符号的生成方法及接收方法》。

技术领域

本发明属于广播通信领域，具体涉及一种前导符号的生成方法及接收方法及相应装置。

背景技术

目前，OFDM***中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是OFDM***的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号标志了物理帧的开始(命名为P1符号)，在每个物理帧内只出现一个P1符号或连续出现多个P1符号，P1符号的用途包括有：

1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；

2)提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，使接收端可进行后续接收处理；

3)检测出初始载波频偏和定时误差，用以补偿后达到频率和定时同步；

4)紧急警报或广播***唤醒。

通常的，前导符号包括物理层格式控制部分(PHY Format Control，或PFC)和物理层内容控制部分(PHY Content Control，或PCC)，DVB_T2***的前导符号包含P1和P2，均用于传输信令信息或进一步用于传输帧格式参数。然而，已有技术P1仅能传送7个比特信令，,致使***传输效率不足，而且也不能适用于相干解码的***，也并未考虑通过选择前导符号的时域符号个数来传输所需信令以适应***需要。

发明内容

本发明解决的问题是已有技术的前导符号传输方法致使***传输效率不足，而且也不能适用于相干解码的***，也并未考虑通过选择前导符号的时域符号个数来传输所需信令以适应***需要。

为解决上述问题，本发明实施例提供了一种前导符号的生成方法一种前导符号的生成方法，其特征在于，包括如下步骤：基于频域主体序列生成频域子载波；对所述频域子载波进行反傅里叶变换得到时域主体信号；以及由至少一个基于所述时域主体信号形成的时域符号生成所述前导符号，其中，生成所述频域子载波的步骤包含：用于生成所述频域主体序列的预定序列生成规则；和/或对所述频域主体序列进行处理用于生成所述频域子载波的预定处理规则，所述预定序列生成规则包含以下任意一种或两种组合：基于不同的序列生成式产生；和/或基于同一序列生成式产生，进一步将该产生的序列进行循环移位，所述预定处理规则包含：对基于所述频域主体序列进行处理所得的预生成子载波按照频偏值进行相位调制。

可选地，其中，在对基于所述预生成子载波以所述频偏值进行相位调制的步骤中，同一所述时域主体信号所对应的所述频域子载波利用同一频偏值对该频域子载波中每个有效子载波进行相位调制，不同所述时域主体信号所对应的所述频域子载波利用的所述频偏值不同。

可选地，在所述预定序列生成规则中，所述不同的序列生成式通过赋予同一恒包络零自相关序列不同根值得到，所述同一序列生成式通过赋予恒包络零自相关序列同一根值得到。

可选地，其中，生成所述频域子载波的步骤包含：利用所述预定序列生成规则中的基于不同的序列生成式以生成所述频域主体序列。

可选地，其中，生成所述频域子载波的步骤包含：利用所述预定序列生成规则中的基于不同的序列生成式来生成所述频域主体序列，继续对该频域主体序列利用所述预定处理规则以生成频域子载波。

可选地，其中，所述频域主体序列基于一个或者多个所述恒包络零自相关序列生成，所述频域主体序列具有预定序列长度N_ZC。

可选地，当基于多个所述恒包络零自相关序列生成时，每个分别具有相应子序列长度L_M，对每个所述恒包络零自相关序列按照所述预定序列生成规则生成具有子序列长度L_M的子序列，将多个所述子序列拼接为具有所述预定序列长度N_ZC的所述频域主体序列。

可选地，所述频域主体序列具有的预定序列长度N_ZC不大于所述时域主体信号具有的傅里叶变换长度N_FFT，基于所述频域主体序列处理得到所述预生成子载波的步骤中包含处理填充步骤，该处理填充步骤包括：参照预定序列长度N_ZC将所述频域主体序列映射成正频率子载波和负频率子载波；参照所述傅里叶变换长度N_FFT在所述正频率子载波和所述负频率子载波外边缘填充预定个数的虚拟子载波和直流子载波；以及将所得子载波进行循环左移，使得零子载波对应于反傅里叶变换的第一个位置。

可选地，所述处理填充步骤还包括以下步骤：对于所述频域主体序列进行PN调制，从而再进行所述映射，用于对各个所述时域主体信号对应的所述频域主体序列进行所述PN调制的PN序列之间相同或不相同。

可选地，其中，将所述预定序列生成规则中进行所述循环移位这一步骤，设于进行所述PN调制之前或之后。

可选地，其中，利用第一个所述时域主体信号中对应的所述根值和/或用于进行所述PN调制的PN序列的初始相位传输信息。

可选地，其中，当用于进行信令传输的所述频域子载波是利用所述预定序列生成规则被生成时，

若所述至少一个所述时域主体信号中第一个所述时域主体信号采用预先已知的频域主体序列,则该频域主体序列和对应的所述频偏值不用于传输信令。

可选地，其中，所述前导符号位于物理帧中，通过所述频域主体序列传输的所述信令包含用于指示所述物理帧的帧格式参数和/或用于指示紧急广播内容。

可选地，其中，所述时域符号具有下述三段结构：其中，第一种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的后缀；第二种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的超前缀，所述前导符号包含：具有所述第一种三段结构的所述时域符号；或具有所述第二种三段结构的时域符号；或不分先后排列的若干个具有所述第一种三段结构的时域符号和/或若干个具有第二种三段结构的时域符号的自由组合。

本发明实施例还提供了一种前导符号的生成方法，其特征在于，基于时域主体信号生成具有下述三段结构的时域符号；以及基于至少一个所述时域符号生成所述前导符号，

其中，第一种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的后缀；第二种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的超前缀，所述前导符号包含：具有所述第一种三段结构的所述时域符号；或具有所述第二种三段结构的时域符号；或不分先后排列的若干个具有所述第一种三段结构的时域符号和/或若干个具有第二种三段结构的时域符号的自由组合。

可选地，其中，将所述时域主体信号定义为第一部分，将作为所述后缀或所述超前缀的时域主体信号部分定义为第二部分，将作为所述前缀的时域主体信号部分定义为第三部分，所述第三部分是基于所述第一部分的一部分直接拷贝得到，所述第二部分是基于所述第一部分的一部分调制频偏得到。。

可选地，其中，将所述第一部分的长度设为N_A，将所述第二部分的长度设为Len_B，将所述第三部分的长度设为Len_C，将第一种所述三段结构中选取所述第二部分起点对应于所述第一部分的第一采样点序号设为N1_1，将第二种所述三段结构中选取所述第二部分起点对应于所述第一部分的第二采样点序号设为N1_2，满足以下公式：N1_1+N1_2＝2N_A-(Len_B+Len_c)，进行所述调制频偏的调制频偏值f_SH选取所述时域符号所对应的频域子载波间隔即1/N_AT或1/(Len_B+Len_c)T，且调制初相任意选择，T为采样周期。

可选地，其中，对于每个第一种所述三段结构和每个第二种所述三段结构，N_A取值为2048，设Len_C取值为520，Len_B取值为504,所述第一采样点序号N1_1＝1544，所述第二采样点序号N1_2＝1528，所述调制频偏值f_SH为1/(1024T)或1/(2048T)。

可选地，其中，利用从所述第一部分中选取所述第二部分的不同起点来标识紧急广播。

可选地，其中，所述前导符号所包含至少一个所述时域符号的数量为四个。

可选地，其中，四个所述时域符号分别具有的所述三段结构顺次为：所述第一种三段结构、所述第二种三段结构、所述第一种三段结构以及所述第二种三段结构；或者所述第一种三段结构、所述第二种三段结构、所述第二种三段结构以及所述第二种三段结构；或者所述第二种三段结构、所述第一种三段结构、所述第一种三段结构以及所述第一种三段结构；或者所述第一种三段结构、所述第二种三段结构、所述第一种三段结构以及所述第一种三段结构；或者所述第一种三段结构、所述第一种三段结构、所述第一种三段结构以及所述第二种三段结构；或者所述第一种三段结构、所述第一种三段结构、所述第一种三段结构以及所述第一种三段结构；或者所述第一种三段结构、所述第一种三段结构、所述第二种三段结构以及所述第二种三段结构。

可选地，所述时域主体信号通过对基于频域主体序列所生成的频域子载波进行反傅里叶变换得到，其中，生成所述频域子载波的步骤包含：用于生成所述频域主体序列的预定序列生成规则；和/或对所述频域主体序列进行处理用于生成所述频域子载波的预定处理规则，所述预定序列生成规则包含以下任意一种或两种组合：基于不同的序列生成式产生；和/或基于同一序列生成式产生，进一步将该产生的序列进行循环移位，所述预定处理规则包含：对基于所述频域主体序列进行处理所得的预生成子载波按照频偏值进行相位调制。

本发明实施例还提供了一种前导符号的接收方法，其特征在于，对接收到的物理帧进行处理以得到基带信号；判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号；确定接收的该前导符号在物理帧中的位置并在信令信息存在时解出该前导符号所携带的所述信令信息。

可选地，其中，在判断所述基带信号中是否存在期望接收的所述前导符号时，可利用以下任意一种方式或者任意至少两种方式自由组合进行可靠度判断：初始定时同步方式、整数倍频偏估计方式、精准定时同步方式、信道估计方式以及解码结果分析方式。

可选地，其中，通过所述初始定时同步方式所得的初步结果进行小数倍频偏估计。

可选地，其中，当所述至少一个时域主体信号中的第一个所述时域主体信号不传输信令为已知信息时，所述初始定时同步方式包含：通过所述第一个时域符号进行差分运算,并将已知信息对应的时域序列也进行差分运算,再将两者进行互相关得到互相关值，基于得到的一个或多个所述互相关值，至少基于此结果进行初始同步。

可选地，其中，基于所述初始定时同步方式所得的结果进行所述整数倍频偏估计方式。

可选地，在进行整数倍频偏估计的步骤中，包括以下两种方式中任意一种或两种组合：第一整数倍频偏估计方式包含：采用扫频方式对所截取出的全部或部分时域波形以不同频偏进行调制后，得到若干个扫频时域信号，将由已知频域序列进行傅里叶反变换所得的已知时域信号与每个所述扫频时域信号进行滑动相关后，将最大相关峰值的所述扫频时域信号所调制的频偏值即为整数倍频偏估计值；和/或第二整数倍频偏估计方式包含：将根据初始定时同步的位置结果截取所述主体时域信号进行傅里叶变换所得的频域子载波在扫频范围内按不同移位值进行循环移位，截取有效子载波所对应的接收序列，对该接收序列和已知频域序列进行预定运算再进行反傅里叶变换，基于若干组移位值的反傅里叶变换结果得到所述移位值和所述整数倍频偏估计值之间的对应关系，由此获得整数倍频偏估计值。

可选地，完成所述整数倍频偏估计后，对频偏进行补偿后进而对传输信令进行解析。

可选地，完成所述整数倍频偏估计后，当所述至少一个时域主体信号中的第一个所述时域主体信号不传输信令为已知信息时,利用该已知信号进行所述精准定时同步方式。

可选地，所述信道估计方式,含在对传输信令进行解析的步骤中，包括：当上一个所述时域主体信号译码结束后,利用所得到译码信息作为发送信息,在时域/频域再一次进行信道估计,并和之前的信道估计结果进行某种特定运算,得到新的信道估计结果,用于下一个时域主体信号的信令解析的信道估计。

本发明实施例还分别提供了与上述生成方法和接收方法所对应的前导符号的生成装置。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：

根据本发明实施例提供的前导符号的生成方法以及接收方法、前导符号的生成装置以及接收装置，由于前导符号任意一个或自由组合的多个三段结构产生，每个三段符号的主体部分可分别在时域结构和频域结构来传输信令，在时域上，采用三段结构可以实现相干解调，同时又通过在后缀或超前缀实施调制频偏来解决单频干扰的问题，又通过两种不同的三段结构解决在危险延迟下小偏估计失效的问题；另外在频域上，通过基于不同的序列生成式和/或基于同一序列生成式产生进一步将该产生的序列进行循环移位生成频域子载波，可选择性地进一步结合对处理所得的预生成子载波按照频偏值进行相位调制，以提高***传输效率。进一步地，第一个时域符号中的时域主体信号可采用已知符号,用于作为相干检测的初始同步和信道估计，同时可根据***需要灵活地选择前导符号中时域符号的个数来传输所需信令。

附图说明

图1是本发明的前导符号的生成方法的实施例一的流程示意图；

图2是本发明的实施例中物理帧的时域结构示意图；

图3是本发明的实施例中包含格式控制部分和内容控制部分的物理帧结构示意图；

图4是本发明的实施例的前导符号中一个时域符号所对应的频域示意图；

图5是本发明的实施例中第一种三段结构的示意图；

图6是本发明的实施例中第二种三段结构的示意图；

图7是本发明的前导符号的生成方法的实施例二的流程示意图；

图8是本发明的前导符号的接收方法的实施例的流程示意图；

图9是本发明中利用4个时域符号的4组累加相关值获取初步定时同步结果的逻辑运算框图；以及

图10是本发明中利用2个时域符号的2组累加相关值获取初步定时同步结果的逻辑运算框图。

具体实施方式

发明人发现已有技术中前导符号有传输效率不高，传输灵活度不够，初始定时同步性能不好，不能实施相干解码从而解码性能在低信噪比下不佳这样的问题。

针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种前导符号的生成和接收方法，该前导符号的设计不仅提升了前导符号的定时同步性能，同时利用循环前缀的特点，可以实施相干解码，提升了在绝大多数情况下接收性能的问题。同时，时域和频域都传输信令，频域通过多种方法实施信令传输，而时域可以实施紧急广播标识。同时，通过灵活地使用时域符号的个数来实现需要传输的信令，以适用***需要，实现了传输灵活性和可扩展性。同时，针对本发明的前导符号的生成方法，具体阐述了相对应的接收算法，这些接收算法能以较低地复杂度实现非常鲁棒的性能。

为了使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

图1是本发明的前导符号的生成方法的实施例的流程示意图。如图1所示，本实施例中前导符号的生成方法，包括如下步骤：

步骤S1-1：基于频域主体序列生成频域子载波；

步骤S1-2：对频域子载波进行反傅里叶变换得到时域主体信号；以及

步骤S1-3：由至少一个基于时域主体信号形成的时域符号生成前导符号。

其中，生成频域子载波的步骤包含：(1)用于生成频域主体序列的预定序列生成规则；和/或(2)对频域主体序列进行处理用于生成频域子载波的预定处理规则，

(1)预定序列生成规则包含以下任意一种或两种组合：

(1a)基于不同的序列生成式产生；和/或

(1b)基于同一序列生成式产生，进一步将该产生的序列进行循环移位，

(2)预定处理规则包含：对基于频域主体序列进行处理所得的预生成子载波按照频偏值进行相位调制。

图2是本发明的实施例中物理帧的时域结构示意图。

如图2所示，本实施公布了一种帧结构，图2中就显示了两个物理帧，每个物理帧分别包含前导符号和数据区域，其中，前导符号位于数据区域之前。

数据区域用于传输数据信息，比如TS包或IP包等。

前导符号用于快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号，提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，使接收端可进行后续接收处理；检测出初始载波频偏和定时误差，用以补偿后达到频率和定时同步；紧急广播唤醒等。

图3是本发明的实施例中包含格式控制部分和内容控制部分的物理帧结构示意图。

如图3所示，物理帧结构包含前导符号和数据区域，其中前导符号包含：由物理层格式控制部分PFC和物理层内容控制部分PCC。当然，本发明所涉及的前导符号并不限定于包含该PFC部分和PCC部分。

格式控制部分PFC由一个或多个时域符号组成(图中用斜线框表示)，每个OFDM时域符号大小相同。本实施例中，时域符号采用OFDM符号。

图5是本发明的实施例中第一种三段结构的示意图；和图6是本发明的实施例中第二种三段结构的示意图。

前导符号的格式控制部分PFC中包含至少一个时域符号，由于本实施例中时域符号均采用以下第一种三段结构或第二种三段结构，因而，前导符号所包含的时域符号亦可称之为三段结构时域符号。然而不做限制的是，满足上述的前导符号中的时域符号亦可采用并非三段结构的其他结构。

通过图5和图6可知，本实施例一中，时域符号具有以下三段结构：如图5中的第一种三段结构：时域主体信号(A段)、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀(C段)、以及基于时域主体信号在前缀范围内选取一部分生成的后缀(B段)；如图6中的第二种三段结构：时域主体信号(A段)、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀(C段)、以及基于时域主体信号在前缀范围内选取一部分生成的超前缀(B段)。

将一段时域主体信号(图中以A标示)作为第一部分，齐第一部分的最末端按照预定获取规则取出一部分，预定处理并复制到该第一部分的前部来生成第三部分(图中以C标示)从而作为前缀，同时，从第一部分的后部按照预定获取规则取出一部分，预定处理进行处理并复制到该第一部分的后部或者处理并复制到前缀的前部来生成第二部分(图中以B标示)从而分别相应作为后缀或超前缀，从而，分别生成如图5所示的B作为后缀的第一种三段结构(CAB结构)和B作为超前缀的如图6所示的第二种三段结构(BCA结构)。

基于具有三段结构的时域符号来看，本实施例中所生成的前导符号可以包含：具有第一种三段结构的时域符号；或具有第二种三段结构的时域符号；或不分先后排列的若干个具有第一种三段结构的时域符号和/或若干个具有第二种三段结构的时域符号的自由组合。即前导符号可仅包含CAB或BCA，也可为若干个CAB或若干个BCA，也可为数量不限制的若干个CAB和若干个BCA的不分先后排列的任意自由组合。需要特别说明的是，本发明的前导符号但不限于只包含C-A-B或者B-C-A的结构，也可还包含其他时域结构，比如传统CP结构等。

A段是基于某段频域主体序列通过例如2048点的IFFT变换得到，将三段结构中的C段为A段中一部分的直接拷贝，而B段为A段中一部分的调制信号段，B的数据范围不超过C的数据范围，即选择给调制信号段B的那部分A的范围不会超出截取作为前缀C的那部分A的范围。优选地，B的长度和C的长度之和为A的长度。

设N_A为A的长度，设Len_C为C的长度，Len_B为调制信号段B的长度。设A的采样点序号为0,1,…N_A-1.设N1为选择复制给调制信号段第二部分B的起点对应的第一部分A的采样点序号，N2为选择复制给调制信号段第二部分B的终点对应的第一部分A的采样点序号。其中，

N2＝N1+Len_B-1 (公式1)

通常，对第二部分B段实施的调制为调制频偏，调制M序列或其他序列等，本实施中以调制频偏为例，设P1_A(t)是A的时域表达式，则第一种普通前导符号的时域表达式为

其中，调制频偏值f_SH可选取为时域OFDM符号对应的频域子载波间隔即1/N_AT,或者1/(Len_B+Len_c)T其中T为采样周期，N_A为时域OFDM符号的长度，比如，N_A为1024，取f_SH＝1/1024T，且调制频偏可任意选择初相。为了使相关峰值尖锐，f_SH也可以选择为1/(Len_BT)或者接近其值的数值。

在B-C-A的结构中，调制频偏值正好与C-A-B结构相反，且调制可任意选择初相。

将第一种三段结构(CAB)中选取第二部分(B)起点对应于第一部分(A)的第一采样点序号设为N1_1，将第二种三段结构(BCA)中选取第二部分(B)起点对应于第一部分(A)的第二采样点序号设为N1_2，第一采样点序号N1_1和第二采样点序号N1_2需要满足以下公式

N1_1+N1_2＝2N_A-(Len_B+Len_c) (公式4)

满足这样关系的好处是，C-A-B结构中C段到B段的相同内容的延迟关系与B-C-A结构中B段到A段相同内容的延迟关系相同，C-A-B结构中A段到B段的相同内容的延迟关系与B-C-A结构中B段到C段相同内容的延迟关系相同，利于接收机实现。且C-A-B结构和B-C-A结构中，如果对B段采用的调制是调制频偏的话，两种结构的频偏值f_SH要正好相反，利于接收机实现。

用序号1表示C-A-B结构的符号，用序号2表示B-C-A结构的符号。则设P1_A(t)是A1的时域表达式，P2_A(t)是A2的时域表达式，则C-A-B三段结构的时域表达式为

B-C-A三段结构的时域表达式为

其中，不分先后排列的第一种三段结构和第二种三段结构，依照先后的不同可分别形成不同的由若干个第一种三段结构和/或若干个第二种三段结构自由组合的前导符号。下面举例给出顺次为1个C-A-B和1个B-C-A的第一前导符号的时域表达式，以及顺次为1个B-C-A和1个C-A-B的第二前导符号的时域表达式。

那么，第一前导符号的时域表达式为：

第二前导符号的时域表达式为：

依此第一前导符号和第二前导符号的时域表达式可推理出其他C-A-B和B-C-A组合形成，在此不再重复赘述。

像上述情况中，当C-A-B结构和B-C-A结构级联时，可以解决危险延迟下小偏估计失效的问题。当危险延迟造成C段和A段抵消时，第一个结构的CB段和第二个结构的BC段仍然可以用来定时同步和估计小偏。

将前导符号所包含至少一个时域符号的数量设置为传送四个符号，下面给出几个较优选的四个时域符号结构，顺次排列为以下几种结构中任意一种：

(1)C-A-B，B-C-A，C-A-B，B-C-A；或

(2)C-A-B，B-C-A，B-C-A，B-C-A；或

(3)B-C-A，C-A-B，C-A-B，C-A-B；或

(4)C-A-B，B-C-A，C-A-B，C-A-B；或

(5)C-A-B，C-A-B，C-A-B，B-C-A；或

(6)C-A-B，C-A-B，C-A-B，C-A-B或

(7)C-A-B，C-A-B，B-C-A，B-C-A。

其中，例如(1)C-A-B，B-C-A，C-A-B，B-C-A这样四个时域符号的结构，把级联的效果发挥最大。例如(2)C-A-B，B-C-A，B-C-A，B-C-A这样四个时域符号的结构，将后续符号A部分的保护间隔拉长，而通常第一个符号为已知信号，故采用C-A-B。

列举出三段结构的一个优选实施例,N_A为2048，设Len_C为520，Len_B＝504,N1_1＝1544，N1_2＝1528,均令P1_A(t)是时域主体A的表达式，则可推导出C-A-B和B-C-A的时域表达式为

以及

进一步地，f_SH可选择为1/(1024T)或者1/(2048T)。

进一步地，可利用从第一部分A中选取第二部分B的不同起点来标识紧急广播，即通过选取不同的N1,或是N1_1和N1_2,通过复制给B段的起点来标识紧急广播***。比如C-A-B的三段结构的符号,N1_1＝1544标识普通***,而N1_1＝1528标识紧急广播***。又比如,B-C-A的三段结构的符号,N1_2＝1528标识普通***,而N1_2＝1544标识紧急广播***。

结合图1的上述前导符号的生成步骤可知，时域主体信号A通过基于频域主体序列生成频域子载波进行反傅里叶变换IFFT得到。再由时域主体信号A形成具有C-A-B或B-C-A这样的三段结构的时域符号，从而形成本实施例中具有至少一个该时域符号的前导符号。

以下对三段结构(CAB或BCA)的时域主体信号A中的生成过程进行描述说明。

图4是本发明的实施例的前导符号中一个时域符号所对应的频域示意图。

如图4所示，给出了前导符号的PFC中一个时域符号的频域子载波生成，基于频域主体序列得到该频域子载波。

在频域子载波的生成中，包含用于生成频域主体序列的预定序列生成规则和/或对频域主体序列进行处理用于生成频域子载波的预定处理规则。

针对预定序列生成规则来说，频域主体序列的生成过程较为灵活，该预定序列生成规则包含以下任意一种或两种组合：基于不同的序列生成式产生；和/或基于同一序列生成式产生，进一步将该产生的序列进行循环移位。本实施例中，采用恒包络零自相关序列(CAZAC序列)来实现，也就是说，上述不同的序列生成式通过赋予同一CAZAC序列不同根值得到，也可以是，上述同一序列生成式通过赋予CAZAC序列同一根值得到。

频域主体序列基于一个或者多个CAZAC序列生成，频域主体序列具有预定序列长度N_ZC。该预定序列长度N_ZC不大于时域主体信号具有的傅里叶变换长度N_FFT。

对频域主体序列进行处理填充步骤，总体来说包括：参照预定序列长度N_ZC将频域主体序列映射成正频率子载波和负频率子载波；参照傅里叶变换长度N_FFT在正频率子载波和负频率子载波外边缘填充预定个数的虚拟子载波和直流子载波；以及将所得子载波进行循环左移，使得零子载波对应于反傅里叶变换的第一个位置。

在此，列举基于一个CAZAC序列生成的例子。首先生成N_ZC长度的频域主体序列(Zadoff-Chu，序列，ZC)，是CAZAC序列的一种，

设序列公式为：

注意N_ZC可以等于或小于N_root，即可由某一根值的完整的Zadoff-Chu序列完整或截短产生，然后可选择对这ZC序列调制一个同样长度的PN序列，得到ZC_M序列，将ZC_M序列分成两部分，左半部分长度为

映射到负频率部分，右半部分长度为

映射到正频率部分，N_ZC可选择某一自然数，不超过A段FFT长度；此外，在负频率的边缘，补上

数目的零，而在正频率的边缘，补上

数目的零，为虚拟子载波；因此，该特定序列是由

个零，

个PN调制的ZC序列，1个直流子载波，

个PN调制的ZC序列和

个零顺序组成；有效子载波数目为N_ZC+1

具体地来说频域主体序列的生成过程，比如序列公式

可选取若干个不同根值q,对于每个根值q生成的序列,又可再进行不同的循环移位而得到更多序列，通过这2种方式任意之一或之二来传输信令.

比如,取256个根值q,得到256个序列,即可传输8个比特，基于2^8＝256,且移位值设定为1024,则256个中的每个序列又可以进行0-1023的移位,即每个序列通过1024种移位又实现了10比特的信令传输，基于2^10＝1024，因而共可传输8+10＝18比特信令。

这些信令映射到比特字段，所传输的信令可包含用于指示物理帧的帧格式参数和/或用于指示紧急广播内容，其中，帧格式参数如：帧数目，帧长度，PCC符号的带宽，数据区域的带宽，PCC符号的FFT大小和保护间隔长度，PCC调制和编码参数。

上述预定序列生成规则中的循环移位可放在对ZC序列进行PN序列调制之前进行,也可以放在PN序列调制之后进行，另外，用于对各个所述时域主体信号对应的所述频域主体序列进行所述PN调制的PN序列之间相同或不相同。

其中,若至少一个时域主体信号中第一个时域主体信号采用预先已知的频域主体序列,则该频域主体序列和对应的频偏值不用于传输信令，而后续时域符号中的PFC来传输信令。

最后一个OFDM符号所用的频域主体序列(ZC序列)与第一个OFDM符号所用的频域主体序列(ZC序列)的相位相差180度，这用来指示PFC的最后一个OFDM符号；PFC中的第一个OFDM符号所采用的ZC序列，一般为某长度无循环移位的根序列，而在该长度下，ZC序列有一个集合，因此本发明选用此集合中某一序列，这可以指示某一信息，例如版本号或者指示数据帧中传输的业务类型或模式；此外，利用第一个时域主体信号中对应的所述根值和/或用于进行PN调制的PN序列的初始相位传输信息，PN的初始相位也有一定的信令能力，例如指示版本号。

在此，列举基于多个CAZAC序列生成的例子。每个CAZAC序列分别具有相应子序列长度L_M，对每个CAZAC序列按照上述预定序列生成规则生成具有子序列长度L_M的子序列，将多个子序列拼接为具有预定序列长度N_ZC的频域主体序列。

具体来说，在频域有效子载波的生成上，由M个CAZAC序列组成，设M个CAZAC序列的长度分别为L₁,L₂,...L_M，且满足

每个CAZAC序列的生成方法和上述相同，仅增加一步骤，在生成M个CAZAC序列后，拼接成长度为N_ZC的序列，可选择经PN序列调制后形成ZC_M,再进行频域交织后，形成新的ZC_I,再填放在上述相同的子载波位置,左半部分长度为

映射到负频率部分，右半部分长度为

映射到正频率部分，N_ZC可选择某一自然数，不超过A段FFT长度；此外，在负频率的边缘，补上

数目的零，而在正频率的边缘，补上

数目的零，为虚拟子载波；因此，该特定序列是由

个零，

个PN调制的ZC序列，1个直流子载波，

个PN调制的ZC序列和

个零顺序组成，其中，调制PN这一步骤也可以放在频域交织之后进行。

子载波位置填充也可采取其他处理填充步骤，这里不做限定。

将经过上述处理填充所得子载波进行循环左移，进行前半后半频谱互换后，类似于Matlab中的fftshift，即把零子载波对应于离散反傅里叶变换的第一个位置,得到预定长度N_FFT的频域OFDM符号的预生成子载波。

进一步地，在本实施的频域子载波生成过程中，除了较优选地采用上述预定序列生成规则，还可较优选地采用于对频域主体序列进行处理以生成频域子载波的预定处理规则。本发明不限定采用该预定处理规则和预定序列生成规则中任意一种或两个来形成频域子载波。

预定处理规则包含：对预生成子载波按照频偏值S进行相位调制，其中，该预生成子载波是通过上述对频域主体序列进行处理填充、循环左移等步骤得到的。在该预定处理规则中，同一时域主体信号A所对应的频域子载波利用同一频偏值S对该频域子载波中每个有效子载波进行相位调制，不同时域主体信号A所对应的频域子载波利用的频偏值不同S。

针对预定处理规则具体来说，比如原OFDM符号的子载波表达式为

a₀(k) k＝0,1,2,...N_FFT-1，

(公式12)

则按某一频偏值比如s对每个子载波进行相位调制的表达式如下：

其中，零载波相乘的操作实际无需进行，只需对有效子载波操作即可。频偏值s可选择的范围为[-(N_FFT-1),+(N_FFT-1)]的整数，该频偏值s基于时域主体信号具有的傅里叶变换长度N_FFT确定，其不同的取值可以用于传输信令。

应注意的是，上述按频偏值S对每个预生成子载波进行相位调制的实现方法也可在时域上实现。等效于：将原始未调制相位的频域OFDM符号经IFFT变换得到时域ODFM符号，可将时域OFDM符号进行循环移位后生成时域主体信号A,通过不同的循环移位值来传输信令。在本发明中，在频域中按某一频偏值对每个有效子载波进行相位调制来进行描述，其显而易见的时域相等效操作方法也在本发明之内。

综上所述，本实施例在频域子载波的生成过程中，可以基于频域主体序列选择进行上述预定序列生成规则(1a)和预定序列生成规则(1b)以及预定处理规则(2)中的任意一个或者至少两个的自由组合。

举例来说，采用规则(1a)的前导符号的生成方法来传输信令。

比如上例所描述根值q取256种，每个根值q的循环移位值取0-1023,则可传送8+10＝18比特信令。

再比如，举例来说，用规则(1a)和规则(2)的前导符号的生成方法来传输信令。

根值q取2种，时域OFDM符号长度为2048，取1024种移位值，以2为间隔，比如0，2，4，6，….2046等，传输1+10＝11比特信令。

再比如，举例来说，仅用规则(2)的前导符号的生成方法。

根值q固定，对频域子载波按不同频偏值S进行相位调制，比如上述N_FFT为2048，

k＝0,1,2,...N_FFT-1的s取值0，8，16，…2032等，等效于未经相位调制的频域OFDM符号进行IFFT后的时域OFDM符号，进行256种不同移位值的循环移位，以8为间隔，比如0，8，16，…2032等，传输8比特信令。这里，本发明不限定循环移位的左移还是右移，当s为正数时，对应时域循环左移，比如取值为8，对应于时域循环左移8；当s为负数时，对应时域循环右移，比如取值为-8，对应于时域循环右移8。

本发明的还提供了一种前导符号实施例二的接收方法。图7是本发明的前导符号的生成方法的实施例二的流程示意图。

如图7所示，本实施例中前导符号的生成方法，包括如下步骤：

步骤S2-1：基于时域主体信号生成具有下述三段结构的时域符号；以及

步骤S2-2：基于至少一个时域符号生成前导符号。

其中，三段结构中的第一种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的后缀；三段结构中的第二种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的超前缀，

前导符号包含：具有所述第一种三段结构的所述时域符号；或具有所述第二种三段结构的时域符号；或不分先后排列的若干个具有所述第一种三段结构的时域符号和/或若干个具有第二种三段结构的时域符号的自由组合。

在本实施例二具有与实施一中相对应的技术要素例如第一种三段结构、第二种三段结构的具体构造，在此省略相同说明。

本发明的实施例还提供了一种前导符号的接收方法。图8是本发明的前导符号的接收方法的实施例的流程示意图。

如图8所示，本实施例中的前导符号的接收方法，包括如下步骤：

步骤S3-1：对接收到的物理帧进行处理以得到基带信号；

步骤S3-2：判断基带信号中是否存在期望接收如上述生成方法所生成的前导符号；

步骤S3-3：确定所接收的前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息。

在步骤S3-2判断所述基带信号中是否存在期望接收的所述前导符号时，可利用以下任意一种方式或者任意至少两种方式自由组合进行可靠度判断：初始定时同步方式、整数倍频偏估计方式、精准定时同步方式、信道估计方式以及解码结果分析方式。

该步骤S3-2包含初始定时同步方式，用于初步确定前导符号在物理帧中的位置。进一步地，初始同步后，还可基于初始定时同步的结果进行小偏估计。另外，进一步地，初始同步后，还可以基于所述初始定时同步方式所得的结果进行所述整数倍频偏估计方式。

当发送端的前导符号生成方法采用将第一个时域主体信号不传输信令为已知信息时，该(①)初始定时同步方式包含：通过第一个时域符号进行差分运算,并将已知信息对应的时域序列也进行差分运算,再将两者进行互相关得到互相关值，基于得到的一个或多个互相关值，至少基于此结果进行初始同步。

接下来对基于初始定时同步结果的整数倍频偏估计方式进行说明，在进行整数倍频偏估计的步骤中，包括以下两种方式中任意一种或两种组合：.

第一整数倍频偏估计方式包含：采用扫频方式对所截取出的全部或部分时域波形以不同频偏进行调制后，得到若干个扫频时域信号，将由已知频域序列进行傅里叶反变换所得的已知时域信号与每个扫频时域信号进行滑动相关后，将最大相关峰值的扫频时域信号所调制的频偏值即为整数倍频偏估计值；和/或

第二整数倍频偏估计方式包含：将根据初始定时同步的位置结果截取主体时域信号进行傅里叶变换所得的频域子载波在扫频范围内按不同移位值进行循环移位，截取有效子载波所对应的接收序列，对该接收序列和已知频域序列进行预定运算再进行反傅里叶变换，基于若干组移位值的反傅里叶变换结果得到移位值和整数倍频偏估计值之间的对应关系，由此获得整数倍频偏估计值。

下面举例具体描述整偏估计方式，可利用PFC第一个符号的已知信息来进行整偏估计和初始信道估计，必须针对第一个符号的已知信息。

第一整数倍频偏估计方式，根据初始定时同步检测出的前导符号出现的位置，截取接收到的前导符号的时域波形的全部或者一部分，采用扫频的方式，即以固定的频率变化步径，比如对应整数倍频偏间隔，将该部分时域波形调制上不同的频偏后，得到若干个时域信号

其中，T为采样周期，f_s为采样频率。而已知频域序列按预定子载波填充方式后进行傅立叶反变换对应的时域信号为A2，将A2作为已知信号与每个A1_y进行滑动相关，选取出现最大相关峰值的那个A1_y，则对其所调制的频偏值y即为整数倍频偏估计值。

其中，扫频范围对应***所需要对抗的频偏范围，比如需要对抗正负500K的频偏，而***采样率为9.14M,前导符号主体为2K长度，则扫频范围为

即[-114,114]。

第二整数倍频偏估计方式：根据初始定时同步检测出的前导符号出现的位置,截取主体时域信号A，并进行FFT，将FFT后的频域子载波进行扫频范围的不同移位值的循环移位，而后截取有效子载波所对应得接收序列，用接收序列和已知频域序列进行某种运算(通常为共轭相乘，或者相除)，将其结果进行IFFT，对IFFT的结果进行特定运算，比如取最大径能量，或者取若干大径能量累加。那么若干个移位值，经过若干次IFFT后，每次都得到一个运算结果，则会得到若干组的运算结果。基于这若干组结果判断出哪个移位值对应了整数倍频偏估计，由此得到整数倍频偏估计值。

通常的判断方法是基于若干组的结果，选择能量最大的那组对应的移位值，作为整数倍频偏估计值。

整数倍频偏估计的具体算法有很多种,不再赘述。

另外，利用接收到的包含已知信息的第一个符号和第一个符号中已知频域序列和/或其进行傅立叶反变换对应的时域信号完成信道估计，同样可以选择在时域进行和/或在频域进行，包括可以时频联合运算，这里不再展开。

进一步地，完成上述整数倍频偏估计后，对频偏进行补偿后进而对传输信令进行解析。

进一步可选择地，完成整数倍频偏估计后，当至少一个时域主体信号中的第一个时域主体信号不传输信令为已知信息时,利用该已知信号进行精准定时同步方式。

在对传输信令进行解析的步骤中包含信道估计方式，该信道估计方式包括：当上一个时域主体信号译码结束后,利用所得到译码信息作为发送信息,在时域/频域再一次进行信道估计,并和之前的信道估计结果进行某种特定运算,得到新的信道估计结果,用于下一个时域主体信号的信令解析的信道估计。

进一步地，当解出帧格式参数和/或紧急广播内容后，可根据参数内容和已确定PFC符号的位置来得到PCC符号的位置或者数据符号的位置并基于此进行后续解析PCC符号或数据符号。

较为特别地是，针对具有如实施例二中具有不限数量任意组合的CAB或BCA这样从时域角度中进行限定的三段结构的前导符号来说：

用于接收上述这样前导符号的接收端中，第(②)初始定时同步方式包括：当检测到时域符号具有三段结构时，利用每个CAB和/或BCA的特有处理关系和/或调制关系进行延迟滑动自相关来获取一组或多组累加的相关值,再基于一组或多组该相关值进行特定数学运算后,至少基于运算结果值进行初步定时同步。

继续针对这样的前导符号来说，当发送端利用第一部分中选取第二部分的不同起点标志紧急广播时，初始定时同步通过以下任意一种或任意两种相自由组合来解析紧急广播：第三部分与第二部分之间相同内容的不同延迟关系；以及第一部分与第二部分之间相同内容的不同延迟关系，以区别发送紧急广播和普通广播。

进一步地，当发送前导符号中的PFC同时包含以下两种情况(a)和(b)时，

(a)所述至少一个时域主体信号中的第一个所述时域主体信号不用于传输信令为已知信息；

(b)以及检测到所述时域主体信号具有所述三段结构，

通过上述第(①)初始定时同步方式和第(②)初始定时同步方式中的任意一种或两种组合来完成初始定时同步。其中当基于两种完成时，则将第(①)初始定时同步方式所得的第一初步同步运算值和第(②)初始定时同步方式所得的第二初步同步运算值再进行加权运算，基于该加权运算值完成初始定时同步。

下面结合具体方法数据和运算公式来说明初步确定前导符号在物理帧中位置的方法。

[第(①)初始定时同步方式]

其中,当PFC第一个符号不传输信令,为已知信号时,第(①)初始定时同步方式可通过PFC第一个符号进行差分运算,将已知信息对应的时域信号也进行差分运算,再将两者进行互相关,基于一组或多组差分相关的结果进行初始同步，初步确定前导符号在物理帧的位置。

下面描述第(①)初始定时同步方式中差分相关的具体过程，首先介绍单组差分相关的过程。

确定差分值，将接收基带数据进行按差分值的差分运算，将已知信息所对应的本地时域序列也进行按差分值的差分运算，然后再将这两个差分运算的结果进行互相关，得到对应于该差分值的差分相关结果。这单组的差分相关结果的运算过程为现有技术。设差分值为D，接收基带数据为r_n，每一步具体公式描述如下；

首先，将接收基带数据进行按差分值的差分运算

经过差分运算后，载波频偏带来的相位旋转变成了固定的载波相位e^j2πDΔf，这里Δf表示载波频率偏差。

同时将本地时域序列也进行差分运算

然后将差分之后的接收数据和本地差分序列进行互相关，得到

在***没有多径，也没有噪声的情况下，

可以很好地给出相关峰，且峰值不受载波偏差影响。帧同步/定时同步位置利用如下式得到

从上述单组差分相关运算过程可知，差分相关算法可以对抗任意大载波频偏的影响，但是由于先将接收序列进行差分运算，使得信号噪声增强，而且在低信噪比下，噪声增强非常严重，造成信噪比显著恶化。

为了避免上述问题，因此不止单组差分相关运算，可实施多组差分相关，比如N的取值为64，实施64组差分相关，得到

其中D(0)，D(1)，…,D(N-1)为选择的N个不同的差分值。

对N个结果进行特定数学运算，得到最终相关结果。

本实施例中，针对多组差分相关(64组)按照预定差分选定规则被选定出的过程，可基于传输***的性能需求采用以下两种中任意一种：

(1)第一预定差分选定规则：差分值D(i)任意选择N个不同值且满足D(i)＜L，其中L为已知信息相对应的本地时域序列的长度。

(2)第二预定差分选定规则：差分值D(i)选择N个为等差数列的不同值且满足D(i)＜L，即

K为满足

的常整数，其中L为已知信息相对应的本地时域序列的长度。

对这N个结果(64个)进行预定处理运算，得到最终相关结果，这里的预定处理运算的优选实施例有两种，分别进行阐述。

第一种预定处理运算：

差分值D(i)可任意选择N个不同的值，满足D(i)＜L。因为，所任意选择的差分值D(i)，每组差分相关后的相位e^j2πD(i)Δfi＝0,...,N-1各不相同，不能直接矢量相加，所以仅能够加权绝对值相加或平均。通过以下公式对N个不同的差分相关结果进行预定处理运算，得到最终差分结果。下式为绝对值相加得到最终差分结果的例子。

第二种预定处理运算：

差分值D(i)可任意选择N个不同的值，满足D(i)＜L，且满足D(i)为等差数列，即D(i+1)-D(i)＝K，K为满足

的常整数。

按此规则选择的差分值，得到如

的差分相关值后，再将相邻2组差分相关值进行共轭相乘，通过以下公式得到N-1组共轭相乘后的值。

因为，通过此共轭相乘将原本每组不同的相位e^j2πD(i)Δf变成了相同的e^j2πKΔf，所以，通过以下公式8得到的N-1组RM_i,m可进行加权矢量相加或平均得到最终差分结果，以得到较之第一种预定处理运算更好的性能。下式为矢量相加得到最终差分结果的例子。

需要说明的是，当差分值D(i)是采用上述第二预定差分选定规则情况下，不仅可匹配述第二种预定处理运算中获得共轭相乘值再进行加权矢量相加或平均以得到最终相关结果，还可匹配按照上述第一预定处理运算中直接对至少两个差分相关结果通过加权绝对值相加或平均以得到最终相关结果。

从而基于运算R_dc,m初步确定前导符号在物理帧的位置。

[第(②)初始定时同步方式]

其中,当前导符号具有C-A-B或者B-C-A的时域结构时,利用C-A-B和/或B-C-A特有的处理关系和/或调制关系，对基带信号进行必要的反处理和/或信号解调后进行延迟滑动自相关来获取1组或多组累加相关值,再基于一组或多组累加相关值进行延迟关系匹配和/或特定的数学运算后,将运算值用于初始定时同步，初步确定前导符号在物理帧的位置。举例来说，延迟滑动自相关获取累加相关值公式如下：

U₁(n)＝r(n)r^*(n-N_A)

可选择对U₁'(n)进行能量归一化得到U_1s'(n)。

即

能量归一化也可采取其他方法，U₁(n)中的取共轭操作*，也可由r(n)实现，而r(n-N_A)不取共轭。

在每个C-A-B或B-C-A的结构中，可分别获取基于相同内容的CA，AB和CB三个累加相关值。

举例来说，这里只以C-A-B结构举例，B-C-A可相应推得。

利用C段与A段相同的部分进行滑动延迟相关，注意上述能量归一化的步骤可以加上，这里不再赘述。每1个C-A-B或B-C-A的结构可得到三个相关值：U_ca'(n)，U_cb'(n)，U_cb'(n)

利用B段与C段相同仅调制频偏的部分进行滑动延迟相关：

利用B段与A段相同仅调制频偏的部分进行滑动延迟相关：

其中，corr_len可取1/f_SHT,以避免连续波干扰，或者取Len_B以使得峰值尖锐。

而当前导符号包含多个三段结构时，可得到多组CA，AB和CB三个累加相关值，即多组U_ca'(n)，U_cb'(n)，U_ab'(n)，基于多组值中的一组和多组进行延迟关系匹配和/或数学运算，得到最后的运算值，将该运算值用于初始同步。

比如，针对优选的4个具有三段结构的时域符号来说，其排列为C-A-B、B-C-A、C-A-B、B-C-A时，得到

则可将

中的一个或多个进行延迟关系匹配和/或相位调整后再进行相加或者平均，得到最后的U_ca(n)。这是因为它们具有相同的相位值。延迟匹配举例如下：

以及

可将

中的一个或多个进行延迟关系匹配和/或相位调整后再进行相加或者平均，得到最后的U_cb-ab(n)。这是因为它们具有相同的相位值。延迟匹配举例如下：

以及

可将

中的一个或多个进行延迟关系匹配和/或相位调整后再进行相加或者平均，得到最后的U_ab-cb(n)。延迟匹配举例如下：

以及

最后，基于U_ca(n)和U_cb-ab(n)和U_ab-cb(n)的一个或多个再进行延迟匹配并进行特定的运算，这里的延迟匹配举例如下：

U_ca(n)，U_cb-ab(n),U_ab-cb(n-A)

基于运算结果完成初始定时同步，特定数字运算可以是绝对值相加。比如取最大值位置来完成初始定时同步。

需要说明的是，考虑到***采样钟偏差的影响，在上述实施例中，可以将其中一些延迟相关器应有的延迟数加减一，形成本身和加减一后的三个延迟数，依据这三个延迟数实施滑动延迟自相关，再选择相关结果最为明显的那个，同时可以估计出定时偏差。

图9就给出了本实施中利用4个时域符号的4组累加相关值获取初步定时同步结果的逻辑运算框图；以及图10就给出了本实施中利用2个时域符号的2组累加相关值获取初步定时同步结果的逻辑运算框图。

不是一般性地，若当前导符号中除具有C-A-B或者B-C-A的结构，还包含其他时域特性时，除利用上述C-A-B或者B-C-A的结构特点的定时同步方法，再叠加上针对其他时域结构特点实施的其他的定时同步方法，并不脱离本发明所描述的精神。

进一步地，初步完成初始定时同步后,利用第(①)方式和/或第(②)方式的初步定时同步结果还可以进行小数倍频偏估计。

针对小数倍频偏估计的算法，具体举例来说，当采用第(①)初步定时同步方式时，

取其最大值，对应的相位为e^j2πKΔf，可算出Δf并转换成相应第1小偏值。

又具体举例来说，当第(②)初步定时同步方式时，取U_ca(n)中最大值的角度，可算出第2小偏值，再将U_cb-ab(n)和U_ab-cb(n)共轭相乘后，也取最大值对应的角度，可算出第3小偏值。如上逻辑运算框图中的角度用于求小偏的示意部分，可基于第2小偏值，第3小偏值的任意之一和之二来进行小偏估计。

当发送前导符号中的PFC同时包含第(①)和第(②)初步定时同步方式实施所需的特征时，基于第1、第2、第3小偏值的任意之一或者任意至少之二的组合来得到小偏估计值。

在上述步骤S3-3的解出该前导符号所携带的信令信息步骤中，该信令信息解析步骤包括：利用前导符号的全部或部分时域波形和/或由该前导符号的全部或部分时域波形经过傅里叶变换后所得到的频域信号，解出该前导符号所携带的信令信息。

比如,按PFC部分每个接收符号对应的A段位置的长度N_FFT的时域接收数据进行相应长度的FFT运算后,去除零载波，根据有效子载波位置取出接收到的频域子载波,利用其来进行信令解析。

若发送序列经过PN调制，则接收端可先将接收的频域子载波先进行解调PN操作，再进行ZC序列信令解析。也可直接用未解调PN的接收的频域子载波直接进行信令解析。这二者的区别仅在于已知序列集合采取的方法不同，下文将会阐述。

进一步地，在解析信令信息步骤中，利用发送端所发送的频域主体序列的所有可能的不同根值和/或不同频域移位值而产生的已知信令序列集合以及所有可能的频域调制频偏值来解析信令。这里的已知序列集合，包含以下含义：

所有可能的根植和/或所有可能的频域循环移位产生的CAZAC序列，如果在发送端调制了PN，则已知序列集合既可指调制PN后的序列集合，也可指调制PN前的序列集合。如果接收端在频域进行了解调PN操作，则已知序列集采用调制PN前的序列集合，如果接收端在频域不采用解调PN，则已知序列集采用调制PN后的序列集合。若要用到已知序列集合对应的时域波形，则一定采用CAZAC序列调制PN后的序列集合。

进一步地，若发送端生成CAZAC序列后，还进行了交织操作，则已知序列集合既可指CAZAC序列/和或调制PN后经频域交织后的序列集合，也可指经频域交织前的序列集合。如果接收端在频域进行了解交织操作，则已知序列集采用频域交织前的序列集合，如果接收端在频域不采用解交织操作，则已知序列集采用频域交织后的序列集合。若要用到已知序列集合对应的时域波形，则一定采用CAZAC序列和/或调制PN且进行了解交织的序列集合，即各个最后映射到子载波上的序列组成的集合。

分别从以下发送端的生成方法所采用的两种发送情况来对信令解析的具体过程做如下说明。

<第一发送情况>当频域子载波的生成过程中，采用基于不同的序列生成式产生和/或基于同一序列生成式产生进一步将该产生的序列进行循环移位时。

将频域信令子载波与信道估计值以及所有可能的频域主体序列进行特定数学运算进行信令解析，其中，特定数学运算包含以下任意一种：

(1)结合信道估计的最大似然相关运算；或

(2)将信道估计值对频域信令子载波进行信道均衡后,再与所有可能的频域主体序列进行相关运算,选择最大相关值作为信令解析的译码结果。

下面具体描述第一发送情况下信令解析的过程。

例如,设i＝0:M-1,M为信令子载波个数,j＝0:2^P-1,P为频域所传信令比特数,即对应信令子载波集共有2^P个元素.且每个元素对应长度为M的序列.H_i为每个信令子载波对应的信道估计值,SC_rec_i为接收到的频域信令子载波值,

为信令子载波集中第j个元素中的第i个取值。

则

取max(corr_j)所对应的j,即得到频域传输信令。

如果发送端调制了PN，SC_rec_i未经过PN解调，则

对应采用调制PN后的序列集合；若SC_rec_i经过PN解调，则

对应采用调制PN前的序列集合。

对于发送端包含频域交织的操作，可简单推得，这里不再专门阐述。

可选地,频域传输信令的解码过程也可以在时域上进行,利用已知信令子载波集经IFFT变换后所对应的时域信令波形集直接与获取多径准确位置的时域接收信号进行同步相关,取相关值绝对值最大的那个,也可以解出频域传输信令,这里不再赘述。

若PFC每个符号的信令子载波由不止一个ZC序列调制PN且进行频域交织组成，则接收端得到频域有效子载波后，进行相应频域解交织操作，解调PN操作，再进行ZC序列信令解析。若调制PN在频域交织之前，则先进行频域解交织，再进行解调PN。若调制PN在频域交织之后，则先解调PN，再进行频域解交织，或者先进行频域解交织，再进行解调PN。但此时解调的PN序列为原始PN进行解交织后的PN序列。

<第二发送情况>当所述频域子载波的生成过程中采用对预生成子载波以所述频偏值进行相位调制时。

利用以下三种解析信令方式中的任意一种或至少两种相组合进行信令解析：

第一解析信令方式：将频域信号取出有效子载波进行信道均衡后，和已知信令集的每一已知序列进行匹配/除法运算，直接求取频域频偏值或进行反傅里叶运算；和/或

第二解析信令方式：当确定每个时域符号的频域信令集只有一个已知序列且前后符号的已知序列也相同时，仅通过前后时域符号间的延迟相关所解出的时域循环位移值来进行解析信令；和/或

第三解析信令方式：对每个时域符号的时域接收信号与所有可能的调制频偏前的已知频域序列所对应的时域已知序列进行相对应地互相关，对互相关值进行预定处理，再进一步将预定处理后的前后符号的互相关值按照所述时域符号的预定符号长度关系进行前后符号间隔长度的延迟相关，所解出时域循环移位值，基于该时域循环移位值解析传输信令。

具体地说，在利用频域信号解出该前导符号所携带的信令信息步骤中，若发端频域序列生成按上述频偏值S对每个有效子载波进行相位调制所得，则可实施的解析接收算法有以下3种：

第1解析接收算法：

将频域信号取出有效子载波的值，进行信道均衡后，将每个子载波与已知频域信令集的每一频域已知序列对应的子载波进行匹配/除法运算后，进行IFFT运算，基于IFFT的结果解出所传输信令(包含频域主体序列以及时域循环移位值所传信令)。

比如已知发送频域子载波未经相位调制前的表达式为A_k，经相位调制后表达式为

经信道后，接收到的频域数据表达式为

其中A_k为已知信令集中第k个载波的已知值。那么，进行

或E_k＝R_k·(A_k·H_k)^*或

其中σ²为估计噪声方差，再将E_k进行IFFT运算，将运算结果的绝对值最大的位置用于解析信令，即频域调制频偏值S(时域循环移位值)。

举例来说，已知频域信令集只有1个已知序列，即仅依靠频域调制频偏值S(时域循环移位值)传输信令，则基于一次IFFT的结果，其绝对值最大值出现的位置来解析时域循环移位传输的信令。

举例来说，已知频域信令集有2个已知序列，由不同根值root的CAZAC序列产生并经PN调制，传输1个信令，同时也依靠域调制频偏值(时域循环移位值)传输8个信令，则分别将2个上述处理得到2个IFFT的结果，基于2个IFFT的结果，选择绝对值最大值大的那个解出频域所传1比特信令，同时根据大的那个峰值出现的位置来解析时域循环移位传输的8比特信令。

第2解析接收算法：

基于前后符号间的延迟相关来解出时域循环移位值所传输的信令，即频域调制频偏值。这种方法可用于每个时域主体信号对应的已知频域信令集只有一已知序列，且前后时域符号的时域主体信号对应的已知序列相同，仅依靠频域调制频偏值(时域循环移位值)传输信令。

具体来说，比如时域移位传输N比特信令，分别对应于2^N个移位值，.那么将这2^N个移位值分别加上2个符号间的固有延迟数，得到2^N个延迟值，接收机尝试2^N个延迟值D的延迟相关，延迟相关表达式如上

其中，L可以选取为时域主体A的长度，n₀为定时初同步或者精准定时同步后，表征时域主体A的起点。

共得到2^N个E(D)，取出最大值对应的那个D，即可反推得到传输的信令。

第3解析接收算法：

基于时域接收信号，与每个时域符号的时域主体信号对应的所有可能的调制频偏前的已知频域序列集所对应的时域已知序列进行互相关，基于互相关值进行特定操作，再将经过处理后的互相关值进一步进行前后2个符号间隔长度的如第2解析接收算法的延迟相关来解出时域循环移位值所传输的信令。

这里对互相关值进行的特定操作，通常来说是提取大径以及滤除噪声。具体来说，就是将互相关值的较大峰值部分保留，而底噪部分置0。后续基于处理后的互相关值进一步进行前后2个符号的延迟相关，其方法和判断和第2解析接收算法同，这里不再赘述。

进一步解释来说，如若每个时域符号的时域主体信号对应的已知频域序列集所对应的时域已知序列不止一个，即发送端既包含利用频域生成cazac序列的不同root值和/或利用频域生成CAZAC序列同一根值的循环移位来传输信令，也靠频域按频偏值对每个有效子载波进行相位调制的方法传输信令时，则将多个时域已知序列均与时域接收信号进行互相关，然后每个时域符号选取出互相关值最大的那个进行后续处理，利用互相关最大的那个其对应的已知频域序列集里的元素，即可解析出由频域生成CAZAC序列的不同root值和/或利用频域生成CAZAC序列同一根值的循环移位来传输的信令。同时进一步地，利用后续互相关值进一步进行前后2个符号间隔长度的延迟相关，来解出由频域按频偏值对每个有效子载波进行相位调制的方法所传输的信令。

进一步地,无论采用哪种信令解析方式，当PFC的上一个时域主体信号译码结束后,假定译码正确,利用上一个的译码信息作为发送信息,在时域/频域再一次进行信道估计,并和先前的信道估计结果进行某种特定运算,得到新的信道估计结果,用于下一个时域主体信号的信令解析的信道估计。

进一步地，当信令解析完成即解出帧格式参数和/或紧急广播内容后，可根据参数内容和已确定PFC符号的位置来得到PCC符号的位置或者数据符号的位置并基于此进行后续解析PCC符号或数据符号。

最后特别说明的是，在接收端，判断是否存在期望接收的前导符号可有多种方法，比如由上述第①初始定时同步中的相关后的运算结果判断，也可由后续的整数倍频偏估计，精准定时同步，信道估计或者解码结果的可靠度来判断。

其中,由上述第①初始定时同步中的相关后的运算结果判断，可采用固定门限的方法，即运算结果超过固定门限，则认为存在期望接收的前导符号部分，且基于该运算结果所对应的位置可推出相应三段结构时域符号出现的位置。

图中未显示的，本发明的实施例还提供了一种前导符号的生成装置，该生成装置包括：子载波生成单元，基于频域主体序列生成频域子载波；频域变换单元，对频域子载波进行反傅里叶变换得到时域主体信号；以及时域处理单元，由至少一个基于时域主体信号形成的时域符号生成前导符号。

其中，子载波生成单元包含：用于生成频域主体序列的预定序列生成规则的序列生成模块；和/或对频域主体序列进行处理用于生成频域子载波的预定处理规则的载波处理模块。

序列生成模块中预定序列生成规则包含以下任意一种或两种组合：基于不同的序列生成式产生；和/或基于同一序列生成式产生，进一步将该产生的序列进行循环移位，载波处理模块中预定处理规则包含：对基于频域主体序列进行处理所得的预生成子载波按照频偏值进行相位调制。

图中未显示的，本发明的实施例还提供了一种前导符号的生成装置，该生成装置包括：时域生成单元，基于时域主体信号生成具有下述三段结构的时域符号；以及前导生成单元，基于至少一个时域符号生成前导符号。

其中，第一种三段结构包含：时域主体信号、齐时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于时域主体信号在前缀范围内选取一部分生成的后缀；第二种三段结构包含：时域主体信号、齐时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于时域主体信号在前缀范围内选取一部分生成的超前缀。

由前导生成单元所生成的前导符号包含：具有第一种三段结构的时域符号；或具有第二种三段结构的时域符号；或不分先后排列的若干个具有第一种三段结构的时域符号和/或若干个具有第二种三段结构的时域符号的自由组合。

图中未显示的，本发明的实施例还提供了一种前导符号的接收装置，该接收装置包括：基带处理单元，对接收到的物理帧进行处理以得到基带信号；判断单元，判断基带信号中是否存在期望接收的前导符号；信令解析单元，确定接收的该前导符号在物理帧中的位置并在信令信息存在时解出该前导符号所携带的信令信息。

本实施中所提供的前导符号的生成装置和接收装置与上述实施例中前导符号的生成方法、接收方法所分别相对应，那么装置中所具有的结构和技术要素可由生成方法相应转换形成，在此省略说明不再赘述。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (9)

1.一种前导符号的接收方法，其特征在于，包括如下步骤：

对接收到的物理帧进行处理以得到基带信号；

判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号；

确定接收的该前导符号在物理帧中的位置并在信令信息存在时解出该前导符号所携带的所述信令信息，

其中，在判断所述基带信号中是否存在期望接收的所述前导符号时，可利用以下任意一种方式或者任意至少两种方式自由组合进行可靠度判断：

初始定时同步方式、整数倍频偏估计方式、精准定时同步方式、信道估计方式以及解码结果分析方式，

基于时域信号生成前导符号，其中，所述时域符号具有下述三段结构：其中，第一种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的后缀；第二种三段结构包含：所述时域主体信号、齐所述时域主体信号末端选取一部分生成的前缀、以及基于所述时域主体信号在所述前缀范围内选取一部分生成的超前缀，所述前导符号包含：具有所述第一种三段结构的所述时域符号；或具有所述第二种三段结构的时域符号；或不分先后排列的若干个具有所述第一种三段结构的时域符号和/或若干个具有第二种三段结构的时域符号的自由组合，

其中，利用上述第一种三段结构的时域信号和/或第二种三段结构的时域信号的三段时域结构中任意两段间的处理关系进行相关运算来获取累加相关值；利用该累加相关值进行运算后，用于初步定时同步。

2.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，当所述至少一个时域主体信号中的第一个所述时域主体信号不传输信令为已知信息时，所述初始定时同步方式包含：

通过所述第一个时域符号进行差分运算，并将已知信息对应的时域序列也进行差分运算，再将两者进行互相关得到互相关值，基于得到的一个或多个所述互相关值，至少基于此结果进行初始同步。

3.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

在进行整数倍频偏估计的步骤中，包括以下两种方式中任意一种或两种组合：.

第一整数倍频偏估计方式包含：采用扫频方式对所截取出的全部或部分时域波形以不同频偏进行调制后，得到若干个扫频时域信号，将由已知频域序列进行傅里叶反变换所得的已知时域信号与每个所述扫频时域信号进行滑动相关后，将最大相关峰值的所述扫频时域信号所调制的频偏值即为整数倍频偏估计值；和/或

第二整数倍频偏估计方式包含：将根据初始定时同步的位置结果截取所述主体时域信号进行傅里叶变换所得的频域子载波在扫频范围内按不同移位值进行循环移位，截取有效子载波所对应的接收序列，对该接收序列和已知频域序列进行预定运算再进行反傅里叶变换，基于若干组移位值的反傅里叶变换结果得到所述移位值和所述整数倍频偏估计值之间的对应关系，由此获得整数倍频偏估计值。

4.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

完成所述整数倍频偏估计后，当所述至少一个时域主体信号中的第一个所述时域主体信号不传输信令为已知信息时，利用该已知信号进行所述精准定时同步方式。

5.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

所述信道估计方式，含在对传输信令进行解析的步骤中，包括：

当上一个时域主体信号译码结束后，利用所得到译码信息作为发送信息，在时域/频域再一次进行信道估计，并和之前的信道估计结果进行某种特定运算，得到新的信道估计结果，用于下一个时域主体信号的信令解析的信道估计。

6.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述初始定时同步方式在发送端利用所述时域主体信号中选取所述后缀或超前缀的不同起点标志紧急广播时，通过以下任意一种或任意两种相自由组合来解析紧急广播：

前缀与后缀或超前缀之间相同内容的不同延迟关系；以及

时域主体信号与后缀或超前缀之间相同内容的不同延迟关系。

7.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

当所发送的所述前导符号中包含以下两种情况时：

所述至少一个时域主体信号中的第一个所述时域主体信号不用于传输信令为已知信息；以及检测到所述时域主体信号具有所述三段结构，

基于以下两种中的任意一种或两种组合来完成所述初始定时同步，

第一种所述初始定时同步方式：通过所述第一个时域符号进行差分运算，并将已知信息对应的时域序列也进行差分运算，再将两者进行互相关得到互相关值，基于得到的一个或多个所述互相关值得到的第一运算值以完成初始同步；以及

第二种所述初始定时同步方式：利用每个第一种所述三段结构和/或第二种所述三段结构的特有处理关系和/或调制关系进行延迟滑动自相关来获取一组或多组累加的相关值，再基于一组或多组该相关值进行特定数学运算后得到第二运算值以完成初步定时同步，

其中，当基于两种完成所述初始定时同步方式时，则将所得所述第一运算值和所述第二运算值再进行加权运算，基于该加权运算值完成初始定时同步。

8.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

在解析信令信息步骤中，

利用发送端所发送的所述频域主体序列的所有可能的不同根值和/或不同频域移位值而产生的已知信令序列集合和/或所有可能的频域调制频偏值来解析信令。

9.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

当所述频域子载波的生成过程中，采用基于不同的序列生成式产生和/或基于同一序列生成式产生进一步将该产生的序列进行循环移位时，

将所述频域信令子载波与信道估计值以及所有可能的所述频域主体序列进行特定数学运算进行信令解析，

其中，所述特定数学运算包含以下任意一种：

结合信道估计的最大似然相关运算；或

将所述信道估计值对所述频域信令子载波进行信道均衡后，再与所有可能的所述频域主体序列进行相关运算，选择最大相关值作为信令解析的译码结果。

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