CN106911252B - 用于电子变换器的功率控制模块、相关集成电路、电子变换器和方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及用于电子变换器的功率控制模块、相关集成电路、电子变换器和方法。具体地，公开了用于电子变换器的功率控制模块(280)。电子变换器包括功率级，功率级包括用于接收第一功率信号的两个输入端子以及用于提供第二功率信号的两个输出端子。电子变换器还包括被配置成根据反馈控制信号(y)控制功率级的操作的控制电路。特别地，功率控制模块(280)包括：被配置成根据反馈控制信号(y)以及表示向两个输入端子施加的电压的第一信号(v)生成参考信号(iref)的预处理模块(282a，290a)，以及被配置成根据参考信号(Iref)和表示流过两个输入端子的电流的第二信号(i)生成经修改的控制信号(w)的误差放大器(286，284a)。

Description

用于电子变换器的功率控制模块、相关集成电路、电子变换器 和方法
技术领域
本公开的实施例涉及用于控制诸如开关模式电源之类的电子变换器的技术。
背景技术
功率变换器是将电能从一种形式变换成另一种形式并且能够控制其从源到负载的流动的电子电路。无论能够考虑到哪种类型的功率变换器(取决于输入和输出，存在ac-dc、dc-dc、ac-ac和dc-ac功率变换器)，控制的概念在其性质方面是固有的。
图1的框图示出了位于电源10(诸如电池或市电)与负载30之间的功率变换器20的总体结构。
在所考虑的示例中，功率变换器20包括功率级22(有时称为“功率电路”)和控制单元24，控制单元24连接至功率级22并且基于数个电学量的测量来控制功率级22的操作。
因此，功率变换器20从源10接收功率并且将电能变换成不同形式以施加至负载30。
功率级22可以用很多电路拓扑结构来实现，通常包括功率半导体器件和无源部件(主要是变压器、电感器和/或电容器)的组合。在一些变换器中，功率级22可以包括使用级联或并联连接的相同或不同拓扑结构的多个变换级。
控制单元24通过一个或多个传感器S1和S2接收所测量的电学量，该一个或多个传感器S1和S2监测功率级的操作条件。例如，图1中示出了耦合至功率级22的输入线路的第一组传感器S1以及耦合至功率级22的输出线路的第二组传感器S2。例如，传感器S2可以监测输出电压Vout和/或输出电流Iout，传感器S1可以监测输入电压Vin和/或输入电流Iin。然而，通常，也可以将其他量(电学量或热学量)考虑在内。基于所接收到的所测量的量，控制单元24输出控制信号，控制信号使得功率级22能够调制和控制能量流，从而有效地调节期望的电学量。
现代功率变化通常基于开关模式技术，其中使用一个或多个电子开关以开关频率fSW闭合或断开功率电路22中的支路以控制能量流。开关通常是由控制单元驱动的功率半导体开关，即由控制单元输出的控制量是确定可控功率开关的断开和闭合状态的二进制(两电平)脉冲信号。功率开关可以是用于处理高功率开关操作的任意合适的半导体器件，诸如双极结型晶体管(BJT)、场效应晶体管(FET)和/或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。开关还可以包括二极管。
例如，对于dc-dc变换器，控制单元24被配置成保持dc输出电压Vout和/或dc输出电流Iout恒定，即使在操作条件改变的情况下。本领域技术人员将理解，可以借助于例如整流器(诸如桥式整流器)来将ac输入功率变换成dc输入功率。
例如，操作条件可以由于dc输入电压Vin的变化或者负载30所需要的功率的变化而发生变化。控制单元24确保要调节的输出量(Vout或Iout)尽可能接近预设恒定值(也称为设定点)。
图2图示具有常规闭环负反馈控制设计的控制单元24。图2的控制单元包括4个主要的块：感测电路240、可选的信号调节电路242、调制器244和驱动器246。
感测电路240测量要调节的量Xout，例如输出电压Vout或输出电流Iout，并且产生表示Xout的所测量的值信号x。可选地，感测电路240可以感测功率电路22中用于执行控制动作的其他电学量。所测量的值信号x然后被传输给可选的信号调节电路242。
信号调节电路242处理来自于感测电路240的所测量的值信号x。特别地，信号调节电路242接收所测量的值信号x，并且基于所测量的值信号x生成控制信号y，诸如控制电压vC或控制电流iC。控制信号y是控制电压vC还是控制电流iC与要调节的量Xout是输出电压Vout还是输出电流Iout无关。
例如，信号调节电路242可以包括频率补偿误差放大器，诸如I(积分)、PI(比例积分)或PID(比例积分微分)调节器。通常，这样的调节器使用被无源网络环绕的运算放大器(op-amp)来实现，无源网络也定义其在对于控制回路重要的频率范围(高达大约fSW/2)内的频率响应。
调制器244接收控制信号y以及由感测电路240直接提供(并且如果需要被适当地调节)的可能的其他信号。具体地，调制器244调制量Ψ，功率级最终使用量Ψ来控制能量流。在开关模式功率级的上下文中，调制器244输出一系列低功率两电平脉冲信号qj(t)，这些信号由驱动器246来接收。
例如，驱动器264可以是接收低功率输入qj(t)并且产生高功率信号Qj(t)的功率放大器和/或电平移位器。信号Qj(t)具有适于驱动功率级22的功率开关的幅度和功率水平。
当变换器20的操作条件变化时，经调节的量Xout关于设定点的任何偏差产生x的变化并且然后产生控制信号y的变化。y的这一变化导致由调制器244处理的量Ψ的变化，并且这一变化趋向于平衡输入到输出能量流动。这一平衡确保了经调节的量Xout保持尽可能接近设定点。
为了实现对输出量Xout的适当控制，控制***24应当被设计成确保稳定的控制回路、良好的调节以及良好的动态性能。稳定的控制回路会使经调节的量Xout在操作条件变化之后恢复稳态值。良好的调节在变化前后的经调节的量Xout的稳态值尽可能接近设定点时满足。最后，良好的动态性能在经调节的量Xout在过渡期间没有过多地偏离设定点并且过渡本身在短时间内消失时实现。
这些控制目标可以在控制回路的传递函数的特征量(诸如带宽、相位裕度和dc增益)方面来表达。这些目的可以通过作用于信号调节电路242中的误差放大器网络的频率响应(诸如设置其增益并且适当地设置其传递函数的极点和零点)来实现。这可以通过对构成附接至放大器的无源网络的电阻器和电容器的值的选择来实现。
调制器244的结构或者换言之其处理的量Ψ的性质确定用于控制对输出量Xout进行调节的方法。有很多这样的方法。一组方法基于脉冲宽度调制(PWM)，并且包括诸如“占空比控制”(也称为“电压模式控制”)、“峰值电流模式控制”和“平均电流模式控制”等方法，这里仅给出最流行的方法。在占空比控制方法的情况下，量Ψ是功率开关在其间闭合的时间TON与开关周期TSW＝1/fSW之比。在峰值电流模式控制方法的情况下，量Ψ是流经能量存储磁性设备的峰值电流。在平均电流模式控制方法的情况下，量Ψ是流经能量存储磁性设备的平均电流。在这些方法的情况下，开关频率fSW通常是固定的但未必一定是固定的。
除了PWM控制方法之外，还有脉冲频率调制(PFM)方法，其中开关频率fSW按照定义是可变的。在很多现有方法中，可以提及“直接频率控制”方法，其中Ψ是变换器的开关频率；以及“时移控制”方法，其中Ψ是从能量存储磁性设备中的电流的过零到功率开关的状态的下一变化的时间量。
影响控制电路如何实现(特别是向调制器上传递控制信号的方式)的功率电路的另一重要特性是变换器是隔离的还是非隔离的。这一“隔离”是指变换器20的输入与输出之间电气屏障的存在。
例如，图3a示出了升压变换器。通常，升压变换器包括用于接收输入电压Vin的两个输入端子以及用于提供输出电压Vout的两个输出端子。升压变换器是非隔离变换器，因为其具有用于输入和输出二者的公共的接地端子GND。
如本领域技术人员公知的，正的输入端子经由电感器L和电子开关D1(通常是二极管的形式)连接至正的输出端子。另外的电子开关SW1连接在电感器L和二极管D1之间的中点与接地GND之间。最后，电容器Cout通常与输出并联连接。输入与输出之间的电连接使得这样的升压变换器简单并且成本高效，但是限制了其用于某些应用(诸如负载点(POL)变换器)的用途。
在所考虑的示例中，控制单元24用于根据输出电压Vout驱动开关SW1。这样的非隔离变换器不需要任何专门的电供应来向调制器提供控制信号。如果电路被适当地组合，则信号调节电路的输出可以直接连接至调制器输入。
然而，尤其对于从市电运行的功率变换器，很多安全代理主体或客户要求与所施加的输入电压和输出电压的分离，这通常是用户可访问的。
图3b在这一方面示出了变换器的这样的隔离屏障可以借助于(高频)变压器T被跨越，这去除了从输入到输出的直接电连接。
例如，图3b所示的电路基于反激式拓扑结构。在这种情况下，变换器在变压器T的初级侧包括电子开关SW2，电子开关SW2与变压器T的初级绕组串联连接在输入端子之间。在次级侧，变换器包括反激式二极管D2，反激式二极管D2与变压器T的次级绕组串联连接在输出端子之间。另外，在这种情况下，输出电容器Cout可以与输出并联连接。
另外，在这种情况下，控制单元24可以用于根据输出电压Vout驱动开关SW2。因此，在这样的隔离变换器的情况下，功率在输入侧(通常称为初级侧)被切换，但是从输出侧(通常称为次级侧)受控以便提供适当的调节。这一要求引入了另外的问题，即来自次级侧的信号被传输给初级侧。初级侧开关要由次级侧特性来控制的要求需要跨越隔离屏障的第二连接。
要反馈给初级侧的信号取决于调制器244和驱动器246是否被物理定位。最常见地，调制器244和驱动器246二者位于初级侧(通常都嵌入在控制集成电路或IC中)。在这种情况下，控制信号y被反馈给初级侧。这一情况通常称为“初级控制”。
在其他实现中，除了驱动器246的控制单元的所有部件位于次级侧(通常也嵌入在控制IC中)。在这种情况(通常称为“次级控制”)下，两电平脉冲信号qj(t)或Qj(t)被反馈给初级侧。不管何种信号被传送回并且虽然这一路径仅涉及信息而非功率，其仍然应当是隔离的。
例如，图4示出了信号调节电路242的常规解决方案，其被配置成在要调节的输出量是Vout(即Xout＝Vout)的情况下将控制信号y反馈给初级侧。
在这一布置中，使用三引脚可调分流调节器SR(诸如TL431)作为驱动光耦合器OC的次级参考/误差放大器。基本上，分流调节器SR被配置成例如借助于包括由两个电阻器R1和R2构成的分压器的电压传感器S2a来感测输出电压Vout，并且基于设定点与实际值之差产生控制信号，同时光耦合器OC将控制信号传送给初级侧。本领域技术人员将理解，信号调节电路242还可以包括具有例如一个或多个电容器和/或电阻器的补偿网络CN。
具体地，在所考虑的示例中，光耦合器OC的光发射器与电阻器R3和分流调节器SR串联连接在输出端子(即Vout)之间。因此，在这一电路布置的情况下，输出电压变化ΔVout引起流经电阻器R3和光耦合器OC的光发射器的电流iΦ的对应变化ΔiΦ。电流变化ΔiΦ确定被光耦合器OC的光学接收器汲取的电流ic的成比例的变化Δic。这一电流可以用于直接驱动调制器244(在这种情况下y＝ic)，或者可以在被馈送到调制器中之前首先被变换成电压(y＝vc)。例如，图4中示出了电阻器RFB，其出于这一目的连接在光耦合器OC的输出(即调制器244的反馈引脚)与用Vbus指示的恒定电压之间。
很多功率变换器中共同的市场要求是，规定负载所需要的宽的功率水平范围上的变换效率目标。为了满足这一目的，需要响应于这一功率水平进行一些控制动作。
这些动作的典型示例包括修改一些控制参数(例如开关频率)或者改变确定功率开关(例如图3a和3b中所示的开关SW1和SW2)的接通和断开的事件或者在负载所需要的功率下降至某个水平以下时立刻操作变换器(通常称为突发模式操作)以最大化轻负载下的功率变换效率。另外，在多相变换器(即具有并联连接的多个功率级)中，还期望能够根据负载所需要的功率来改变操作级的数目以优化非常宽的功率范围上的变换效率。
除了有利于能量效率的这些措施，还需要考虑到保护功能。典型的需求是限制在负载故障的情况下可由变换器递送的最大功率作为保护。
在具有次级控制的变换器中，这些任务相对容易完成，因为控制IC可以能够直接访问输出量(Vout，Iout)并且对其进行处理以得到负载所需要的功率并且因此进行动作。这种情况因此在这一上下文中不感兴趣并且将不再考虑。
在具有初级控制的变换器的更一般的情况下，控制IC不能直接访问输出电压Vout和电流Iout，但是可以仅直接读取输入电压Vin和输入电流Vin，从而评估去往变换器的输入功率Pin。通常从次级侧接收的唯一信息是控制信号y。
还有一个问题要考虑：如先前提及的，为了最大化轻负载下的功率变换效率，通常要求变换器立刻工作(突发模式操作)并且在变换器不开关的空闲周期期间，输入电流Iin以及输入功率Pin基本上下降至0。因此，通过输入电压Vin和输入电流Iin的读取来计算输入功率Pin的任何***可以提供停止变换器的信息但是不能提供重新启动变换器的信息。提供这一信息可能需要另外的功能块。
基于这些考虑，使用控制信号y执行这些种类的动作是方便的，这是因为由于不管功率电路连续操作还是暂时停止(例如在突发模式操作期间)而总是有效的信号，这会产生非常简单的电流实现。另外，作为被界定在范围内的控制信号，最大输入功率会固有地受到限制。
发明人已经观察到，为了使用控制信号y作为输入功率计量，功率水平Pin与控制信号y之间必须存在一对一的准确关系：
Pin＝f(y,p1,…pn,c1,…cm) (1)
其中p1,…pn是表征功率级的参数集合，c1,…cm是与控制单元有关的参数集合。pi(i＝1,…n)和cj(j＝1,…m)二者被假定为服从统计分布的恒定值。
不幸的是，对于多数已知的控制方法，不存在类似的关系。然而，通常能够找到如下关系：
Pin＝f(y,Vin,Vout,p1,…pn,c1,…cm) (2)
这可以如下来分析。通常而言，功率水平Pin通过诸如以下关系与量Ψ相关：
Pin＝g(y,Ψ,Vin,Vout,p1,…pn,c1,…ck) (3)
并且控制信号y通过可以如下表示的关系与Ψ相关：
Ψ＝h(y,Vin,ck+1,…cm) (4)
函数g和h的结构和自变量分别取决于功率级22的拓扑结构以及控制方法。
至于Ψ与Pin之间的联系，在一些情况下，Ψ仅与功率水平松散相关，在其他情况下，其紧密相关但是对于Vin和/或Vout也由明显的依赖性。
使用占空比控制方法在连续导通模式(CCM)下操作的PWM控制的dc-dc变换器通常是第一情况的示例。实际上，大致上，在这些***中，占空比仅取决于Vin和Vout，而非Iout(即没有Pin＝g(Ψ)函数)。然而，在实际操作中，占空比通常稍微依赖于功率水平，因为功率开关的接通时间需要稍微延伸以补偿功率损失(其又取决于Iout)。
使用直接频率控制方法或“时移控制”方法的谐振dc-dc变换器通常是第一情况的另一示例：频率和时移是功率水平的弱函数；它们随着功率水平稍微变化并且远远更多地受到输入到输出电压比的影响。
使用平均电流模式控制方法的PWM控制的dc-dc变换器通常是第二情况的示例。实际上，在这种方法的情况下，量Ψ通常是dc输入电流Iin，其与Pin强相关；然而Iin也取决于输入电压，因此这一方法是有效的以在输入电压固定或在窄的范围内变化时示出Pin。
这一概论中的可能的特例可以由使用峰值电流模式控制方法在非连续导通模式(DCM)下在固定频率操作的PWM控制的降压升压或反激式变换器来表示。在这种情况下，Pin主要取决于量Ψ(峰值电流Ipk)：
Pin＝1/2L Ipk 2fSW (5)
应当考虑在内的其他方面是参数pi和cj的统计分布。这影响Pin＝g(Ψ,…)和Ψ＝h(y,…)二者并且引起量Ψ和控制信号y从单元到单元针对给定的功率水平分布某个范围内。因此，一个关键的点是函数g和h关于参数pi和cj的灵敏度。现在将给出Pin＝g(Ψ,…)如何受到pi和cj的公差的影响的一组示例。
例如，在谐振变换器中，其谐振回路的部件的统计分布(∈pi)引起开关频率(Ψ)对于给定的Pin和给定的输入到输出电压比而不同。另外，开关频率对这些参数的分布的灵敏度随操作条件极大地变化并且可以从几乎可忽略变为非常高的电平。
在先前提及的固定频率、DCM操作的、峰值电流模式控制的降压升压或反激式变换器中，开关频率fsw(∈cj)锁定至其的电感器的值L(∈pi)的统计分布和振荡器频率的公差导致针对相同功率水平Pin的受控峰值电流Ipk(即Ψ)的不同值以及控制信号y的不同值。
再次参考这一变换器，不利地影响Ψ＝h(y,…)关系的准确性的参数∈cj是电流感测比较器的传播延迟。由于这一延迟，受控峰值电流Ipk稍微超过由控制信号y编程的值；这一额外的电流取决于这一延迟的量以及电流的包络，电流的包络又取决于变换器的电感值和输入电压Vin。因此，控制信号y也取决于Vin，而不仅取决于输入功率Pin。
在这一点上，回顾D.Gouttenegre,B.Velaerts,T.Michaux等人的“Modelling andAnalysis of dc-dc Converters Control by Power Equalization”(电力电子专家会议(Power Electronics Specialists Conference),1988.PESC’88记录，第19届IEEE，第2卷第960-967页)，A.S.Kislovski的“A new control principle for switchingregulators”(1983年9月的PCI学报(Proceedings of PCI)第178-186页)提出了“输出输出功率均衡”控制方法。
图5示出了这一控制方法的基本操作原理。
测量dc输入电压Vin和瞬态输入电流Iin。例如，图5示出了被配置成测量电流Iin的电流传感器S1b。
输入电流Iin被提供给与时钟信号CLK同步的可重置积分器248，CLK也确定功率级22的功率开关的接通。具体地，信号CLK也设置PWM锁存器250，PWM锁存器250的输出Q基本上确定功率级22的功率开关的占空比。积分器248的输出Vint是非线性斜坡信号，其在每个开关循环的开始处(仅在功率开关接通之后)从0开始并且刚好在重置之前到达与在开关循环中从电源得到的电荷成比例的最终值。假定开关周期T恒定，因此这一电荷也与开关循环中
Figure BDA0001063144040000104
的平均值成比例，并且因此也是斜坡Vint的峰值。
dc输入电压Vin和Vint被提供给宽带宽模拟乘法器/除法器(MD)块252的输入。对于MD的宽带宽要求阻止了对于尽可能接近地跟随信号Vint的需要。块252设置有第三输入Vx并且输出信号i*：
Figure BDA0001063144040000101
信号Vx是感测输出电压Vout并且将其与参考电压Vref相比较的比例积分微分(PID)调节器254的输出。Vx可以被认为是图2的总体示意图中的控制信号y。
MD块252的输出去往在其反相输入端上接收与dc输出电流Iout成比例的信号的比较器256的非反相输入端。例如，图5中出于这一目的使用被配置成测量电流Iout的电流传感器S2b。
在稳态条件下，Iout、Vin和Vx恒定，因此信号i*是形状与Vint相同但是幅度不同(通过电压Vin和Vx被调节)的非线性斜坡。当斜坡i*等于Iout时，比较器256的输出变高并且重置PWM锁存器250，以引起级22的功率开关断开。
以这一方式，比较器256逐个循环维持输出电流Iout和i*的峰值的相等性。因此：
Figure BDA0001063144040000102
假定无损耗操作(Pin＝Pout)：
Figure BDA0001063144040000103
根据等式(7)推断出：
Vout＝Vx (9)
并且能够认为图5中的***通过均衡功率级的输入和输出功率将输出电压Vout维持在期望水平。
这一功率均衡特征在动态行为方面带来了大量优点，因为其在扰动的情况下执行快速矫正动作。例如，如果输入电压扰动，则块252在输出电压Vout的任何偏差的可观察的之前在开关周期内校正输入功率。类似地，如果输出电流Iout扰动(由于改变负载条件)，则控制重新调节输入功率以在输出电压Vout扰动之前在开关周期内满足新的功率要求。然而，在这一解决方案中，仅基于输入功率(即输入电压Vin和输入电流Iin)适配功率级的驱动。然而，反馈控制信号y仍然仅指示输出电压Vout并且因此不能用作输入功率计量。
发明内容
鉴于以上内容，本公开的目的是提供如下解决方案，其中通过使用有限数目的细调部件，反馈控制信号与从输入源汲取的功率成比例。
本公开的另外的目的是提供用于开关变换器的集成的控制设备，其能够使用与从输入源汲取的功率成比例的控制信号调节变换器的输出电压或输出电流，或者这二者。
根据一个或多个实施例，以上中的一个或多个实施例借助于具有在下面的权利要求中具体给出的特征的用于电子变换器的功率控制模块来实现。实施例另外涉及相关的集成电路、电子变换器和方法。
权利要求是本文中提供的本公开的技术教导的组成部分。
如以上提及的，一种电子变换器通常包括功率级，功率级包括用于接收第一功率信号的两个输入端子以及用于提供第二功率信号的两个输出端子。变换器还包括被配置成根据反馈控制信号控制功率级的操作的控制电路。例如，在各种实施例中，控制电路包括调制器并且可能包括驱动器，驱动器被配置成根据反馈控制信号生成用于功率级的驱动信号。例如，在各种实施例中，控制电路可以包括被配置成根据经由变换器的两个输出端子提供的输出电压或输出电流生成反馈控制信号的信号调节电路。
在各种实施例中，反馈控制信号可以与从输入源汲取的功率成比例，并且因此可以用作输入功率计量。
在各种实施例中，控制电路出于这一原因包括功率控制模块，功率控制模块在输入处接收反馈控制信号并且生成经修改的控制信号。例如，功率控制模块可以介于信号调节电路与调制器之间。通常，至少功率控制模块、调制器和可能的驱动器可以集成在相同的集成电路中。然而，功率控制模块也可以被提供作为单独的电路。
在各种实施例中，功率控制模块包括预处理模块，预处理模块被配置成根据反馈控制信号和表示向变换器的输入端子施加的电压的第一信号生成参考信号。例如，在各种实施例中，预处理模块可以包括被配置成向反馈控制信号施加偏移的加法器。在各种实施例中，预处理模块可以包括除法器，除法器被配置成通过将反馈控制信号除以表示向变换器的输入端子施加的电压的第一信号来计算参考信号。
在各种实施例中，功率控制模块还包括误差放大器，误差放大器被配置成根据参考信号和表示流过两个输入端子的电流的第二信号生成经修改的控制信号。例如，功率控制模块的误差放大器可以至少包括积分部件。例如，这样的误差放大器可以使用运算放大器和包括至少一个电容器的反馈网络来实现。
在各种实施例中，电子变换器的功率级可以包括具有初级绕组和次级绕组的变压器。在这种情况下，功率控制模块可以布置在变压器的初级侧，并且第二信号可以表示流过变压器的初级绕组的电流。
附图说明
现在将参考附图描述本公开的实施例，附图被提供仅作为非限制性示例并且在附图中：
图1示出了图示功率变换器的总体结构的框图；
图2示出了图示图1的功率变换器中包括的控制单元的典型结构的框图；
图3a示出了升压功率级、典型的非隔离变换器；
图3b示出了反激式功率级、典型的隔离变换器；
图4示出了基于分流调节器和光耦合器的传统的隔离反馈网络；
图5示出了图示现有技术的功率均衡控制方法的框图；
图6示出了图示根据本公开的图1的功率变换器中包括的控制单元的典型结构的框图；
图7示出了图6中的框图中包括的功率控制模块(PCM)的总体结构；
图8示出了图7中的PCM的完全数字实现的示例；
图9示出了直接从经整流的功率线路供应的LLC谐振半桥变换器的实施例；以及
图10示出了用于图9的变换器的控制电路的实施例。
具体实施方式
在以下描述中，给出大量具体细节以提供对实施例的透彻理解。实施例可以在没有一个或若干具体细节的情况下或者使用其他方法、部件、材料等来实践。在其他情况下，没有详细示出或描述公知的结构、材料或操作以免模糊实施例的各个方面。
遍及本说明书对“一个实施例”或“实施例”的引用表示结合该示例描述的特定的特征、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，短语“在一个实施例中”或“在实施例中”在遍及本说明书的各个地方的出现并一定全部指代相同的实施例。另外，特定的特征、结构或特性在一个或多个实施例中可以按照任意合适的方式组合。
本文中提供的标题仅为了方便，而不解释实施例的范围或含义。
在下面的图6到9中，已经参考图1到5描述的部分、元件或部件使用与先前在这样的附图中相同的附图标记来表示；这样的先前描述的元件的描述在下面将不再重复以免使本详细描述的负担过重。
如以上所提及的，本公开提供了如下解决方案，其允许控制信号y与从输入源汲取的功率成比例。
图6图示根据本公开的电子变换器20a。
另外，在这种情况下，电子变换器20a包括功率级20和控制单元24a，功率级20通常是开关模式功率级，诸如升压、降压、降压升压、反激式、正向或谐振变换器。
在所考虑的实施例中，控制单元24a具有闭环控制***。具体地，类似于图2，控制单元24a包括感测电路240a、调制器244、驱动器246和可选的信号调节电路242。
另外，在这种情况下，感测电路240a被配置成测量要调节的输出量Xout，例如输出电压Vout或输出电流Iout，并且产生表示Xout的所测量的值信号x。在各种实施例中，感测电路可以感测功率电路20中用于执行控制动作的其他电学量。所测量的值信号x然后可以被传输给可选的信号调节电路242。其他电学量也可以(或者可以不)直接或者取决于调制器244的结构适当地调节而传输给调制器244。
可选的信号调节电路242可以处理来自于感测电路240a的所测量的值信号x。特别地，信号调节电路242接收所测量的值信号x并且基于所测量的值信号x生成控制信号y，诸如控制电压vC或控制电流iC。通常，信号调节电路242是可选的，因为控制信号y可以对应于所测量的值信号x。
在所考虑的实施例中，控制单元24a包括介于信号调节电路242与调制器244之间的“功率控制模块”(PCM)280。特别地，功率控制模块280接收控制信号y并且生成经修改的控制信号w。
相应地，在所考虑的实施例中，调制器244接收经修改的控制信号w并且在感测电路240a产生附加信号的情况下根据需要适当地调节。调制器244然后调制量Ψ，功率级22最后使用量Ψ控制能量流。作为输出，调制器244生成由驱动器246接收的一系列低功率两电平脉冲信号qj(t)。
在各种实施例中，驱动器264可以是接收低功率输入qj(t)并且产生更高功率信号Qj(t)的功率放大器和/或电平移位器。信号Qj(t)具有适合驱动功率级22的功率开关的幅度和功率水平。
相应地，通过比较图6的这一框图与图2所示的框图，可以观察到，另外的功率控制模块280介于信号调节电路242与调制器244之间。此外，控制单元24a的总体结构保持不变，并且关于图2的相关描述因此适用。
具体地，在所考虑的实施例中，模块280在其输入处接收控制信号y(其在图2的示意图中直接馈送给调制器244)和两个附加信号：表示电压的第一信号v和表示功率级20中的电流的信号i。
在各种实施例中，变换器20a是具有初级控制的隔离变换器，即功率级22包括变压器并且至少功率控制模块280、调制器244和驱动器246布置在变压器的初级侧。在这种情况下，信号调节电路242可以用于跨越如图4所示的隔离屏障，即控制信号y将由位于变压器的次级侧的信号调节电路242来传输从而跨越隔离屏障。
相应地，在各种实施例中，PCM 280位于功率级22的初级侧。在这种情况下，信号v可以表示dc输入电压Vin并且i可以表示瞬时输入电流Iin(t)，诸如流过初级侧的电流。
在各种实施例中，PCM块280可以用集成电路形式来实现，其可以包括调制器244和/或驱动器246。
图7在这一点上示出了功率控制模块280的可能实施例。
在所考虑的实施例中，块280包括模拟除法器282a，模拟除法器282a接收信号y(可能在模拟加法器290a处偏移值y0)以及信号v并且在输出处提供参考信号iref。
iref＝kD(y–y0)/v (10)
其中kD是除法器282a的可选增益。
利用y0对y的偏移不是强制的，而是可以用于使得乘法器/除法器282a能够在真实电路中借助于总是大于0的信号来处理零功率水平。
信号iref被馈送给积分误差放大器284a的非反相输入端，积分误差放大器284a的反相输入端接收信号i。例如，在所考虑的实施例中，积分误差放大器284a使用op-amp 286来实现，op-amp 286通过通常包括至少一个电容器的频率补偿网络288的适当配置被配置为积分放大器。因此，在所考虑的实施例中，误差放大器包括积分(I)部件。然而，误差放大器也可以包括另外的反馈部件以便实现比例(P)和/或微分(D)部件。
以这一方式，在稳态操作下，i的平均值<i>等于iref。
<i>＝iref (11)
积分误差放大器284a、即op-amp 286的输出是被提供给调制器244的输入的第二控制信号w。
在所考虑的实施例中，控制信号y将与输入功率Pin成比例。具体地，到功率控制模块280的两个输入信号v和i是：
v＝Kv Vin (12)
以及
i＝KiIp(t) (13)
其中Ip是流过变压器的初级侧的电流，Kv和Ki是从用于测量值Vin和Ip的传感器得到的系数。
应当注意，在稳态条件下Ip(t)的平均值<Ip(t)>等于dc输入电流Iin：
<Ip(t)>＝Iin (14)
因此，通常，取代电流Ip，也可以测量表示输入电流Iin的其他信号。
因此，假定块284a处的积分操作的理想操作并且应用虚拟接地原理，以上等式(11)可以重写为：
Ki·Iin＝iref (15)
换言之，PCM块280的op-amp闭合了在值iref/Ki处调节dc输入电流Iin的内部控制回路。
由除法器块282a生成的参考信号iref可以根据等式(10)和(12)来得到：
Figure BDA0001063144040000161
将等式(16)代入(15)并且求解y，产生：
Figure BDA0001063144040000171
因此，在所考虑的实施例中，连接在信号调节电路242下游的功率控制模块280将确保控制信号y(除偏移y0之外)与输入功率Pin成比例。
本领域技术人员将理解，图7的PCM结构在不偏离本公开的范围的情况下也可以使用数字块或者数字块和模拟块的混合来实现。
例如，图8示出了完全数字实现的实施例，其可以例如借助于软件编程的微控制器来实现。
另外，在这种情况下，PCM块280包括用于向控制信号y添加偏移y0的可选加法器290b、接收控制信号y(或优选地y-y0)的除法器282b、以及积分误差放大器284b。
为了处理模拟信号y、v和i，PCM 280包括被配置成将这些信号从模拟信号变为数字信号的相应的模数变换器292a、292b和292c。
在所考虑的实施例中，PCM 280还包括用于将积分误差放大器284b的输出处的数字控制信号w再次变换成模拟信号的数模变换器294。这一变换器294仅仅是可选的，因为调制器244也可以使用数字输入信号来操作。
本文中描述的PCM块280十分通用，并且可以被视为适用于基本上所有现有控制回路的附加装置(参见例如图6)。
所公开的功率控制模块280还具有若干优点：
1.如已经讨论的，在现有技术的方法中，控制变量y与输出电压成比例，而在本解决方案中，其与功率成比例。
2.现有技术的方法定义了包括信号调节电路和调制器二者的控制***，而本解决方案仅需要可以被添加至任何现有调制器或控制回路结构的PCM块280。
3.现有技术的***中使用的输入输出功率均衡原理基于固定频率操作，而本解决方案不管开关频率恒定与否均适用。
4.现有技术的方法看起来实际上仅适用于非隔离变换器，因为其需要在控制电路中组合来自于变换器的输入侧和输出侧二者的dc信号。这一任务在隔离变换器中复杂复杂得多。
5.基于可重置积分器的现有技术的方法致力于借助于输入和输出功率的逐个循环平衡来实现输出电压调节；在本解决方案中，由于积分器不一定可重置，可以通过适当地编程平均输入电流来实现输出电压调节。
6.现有技术的方法使用执行1个乘法和1个除法的三输入宽带宽乘法器；在本解决方案中，更简单的两输入窄带宽除法器就足够了，因为其处理缓慢地变化的信号(v和y)。
如以上提及的，本公开的功率控制模块280可以适用于多数具有反馈回路的开关变换器，诸如图3a和3b所示的升压和反激式变换器。
图9示出了LLC谐振半桥变换器的实施例。具体地，该变换器是所谓的“宽LLC”，即LLC谐振半桥变换器直接从经整流的功率线路供电，而没有利用用于家用和商用设施的所有世界范围的ac功率源(从88Vac到264Vac)进行操作通常需要的功率因子校正(PFC)预调节器前端。
因此，在所考虑的实施例中，输入电压Vin经由整流器264(诸如桥式整流器)直接获得，整流器264对被施加至变换器20a的输入端子266a和266b的功率供应Vac整流。通常，电容器Cin也可以被设置在整流器264的输出端，其可以稳定输入电压Vin。
因此，在所考虑的实施例中，整流器264在线路260与接地GND1之间提供dc输入电压Vin。这一电压Vin被施加至变换器的功率级。具体地，在LLC谐振半桥变换器的情况下，功率级包括具有初级绕组和次级绕组的变压器T。
通常，LLC谐振变换器包括串联电感Ls(即与初级绕组串联连接的电感)、并联电感Lp(即与初级绕组并联连接的电感)、以及与初级绕组串联连接的谐振电容器Cr。通常，这些电感可以使用变压器T的泄露电感和磁化电感来实现。然而，电感Ls和Lp还可以包括与变压器T的初级和/或次级绕组串联和/或并联连接的另外的电感器。
例如，变压器匝数比可以是17:4(初级/次级)，变压器泄露电感(使用短路的次级绕组测量的)可以是Ls＝29μH，变压器初级电感(使用开路的次级绕组测量的)可以是L1＝63μH，因此Lp＝L1–Ls＝34μH。
因此，在初级侧，功率级包括半桥，半桥包括串联连接在电压Vin与初级侧接地GND1(即整流器264的负端子)之间的两个电子开关SWa和SWb。具体地，变压器T的初级绕组与电容器Cr(和可能的另外的电感器Ls)串联连接在半桥的中间点与接地GND1之间。例如，这一谐振电容器可以是Cr＝2 x 68nF。
在所考虑的实施例中，功率级在次级侧包括全波整流布置。例如，在所考虑的实施例中，变压器T包括中心抽头次级绕组(即串联连接的两个次级绕组)和两个二极管Da、Db。具体地，次级绕组的中间点(或中心抽头)连接至次级侧接地GND2。二极管Da的阳极连接至次级绕组的第一端子，二极管Da的阴极连接至正的输出端子262。类似地，二极管Db的阳极连接至次级绕组的第二端子，二极管Db的阴极也连接至正的输出端子262。因此，次级绕组处的正半波经由二极管Da被传送给输出262/GND2(其提供输出电压Vout和输出电流Iout)，次级绕组处的负半波经由二极管Db被传送给输出端262/GND2。
在各种实施例中，功率级还包括与变换器的输出262/GND2并联连接的输出电容器Cout。例如，输出电容器可以是Cout＝4 x 470μF，输出电容器的等同串联电阻(最大)是RC＝38/4mΩ。
在所考虑的实施例中，电子开关SWa和SWb(诸如具有相关联的相应本体二极管DSWa和DSWb的功率MOSFET)由控制电路28(诸如集成电路)来控制(参见图10)，控制电路28生成相应驱动信号HVG和LVG。
例如，在所考虑的实施例中，控制电路28被配置用于根据输出电压Vout驱动开关SWa和SWb。
通常，如图10所示，控制电路28可以包括半桥驱动器246a，半桥驱动器246a被配置成生成驱动信号HVG和LVG，使得两个开关SWa和SWb基本上以反相位被接通和断开。可以在任一开关的断开和互补开关的接通之间***小的停滞时间。这一停滞时间确保开关SWa和SWb从不交叉导通并且它们可以在软开关(在0漏极源极电压ZVS的情况下接通)的情况下工作。因此，向半桥的中间点施加的电压是基本上从0到Vin摆动的频率为fSW的方波，其占空比通常为50％。
在所考虑的实施例中，调节通过改变这一方波的频率、即半桥的开关频率来执行。例如，通过增加频率，传送的功率将减小。
在所考虑的实施例中，控制电路28包括因此使用的调制器244a，调制器244a控制开关频率fSW。例如，调制器244a可以包括可编程振荡器，其例如使用在控制电路28外部的电容器COSC来实现。例如，这一电容器COSC可以连接在控制电路28的引脚与接地GND1之间，并且可以交替地通过电流IOSC被充电和放电，电流IOSC的值由反馈控制信号来定义。例如，在所考虑的实施例中，这一电流由流过电阻器Radj的电流来定义。
这一变换器提出大量挑战。其中一些可以通过本公开中提出的PCM方法来解决，诸如将过载或短路期间的最大功率限制为不怎么取决于输入电压的值，或者在给定负载电平改变变换器的操作模式而不管输入电压是否满足能量节省要求。
如以上提及的，在传统LLC变换器电路中，反馈控制信号通常对应于表示输出电压Vout的信号。
因此，在图9所示的实施例中，变换器20包括被配置成测量输出电压Vout的电压传感器S2a和被配置成从次级侧向初级侧传输所测量的信号的信号调节电路242。图4中已经公开了输出电压感测电路S2a和信号调节电路242的可能实现。例如，在所考虑的实施例中，跨越隔离屏障的信号是光耦合器的电流ic，其可以通过电阻器RFB被变换成反馈电压vc。
例如，在所考虑的实施例中，反馈信号y对应于反馈电压vc。
例如，图9所示的变换器可以具有以下电学规范：
参数 符号 值 单位
ac输入电压范围 V<sub>ac</sub> 88-264 Vrms
ac线路频率 f<sub>Vac</sub> 50 Hz
dc输入电压范围 V<sub>in</sub> 90-375 V
经调节的输出电压 V<sub>out</sub> 24 V
连续的输出功率范围 P<sub>out</sub> 0-250 W
串联谐振频率 f<sub>r1</sub> 80 kHz
最大开关频率 f<sub>sw</sub> 200 kHz
如以上提及的，反馈信号y没有被直接馈送给调制器244，但是被馈送给功率控制模块280，功率控制模块280还接收表示输入电压Vin和输入电流Iin的的信号v和i。
例如，在所考虑的实施例中，信号v通过电压感测电路S1a来获得，电压感测电路S1a包括分压器，分压器包括串联连接在输入电压Vin与接地GND1之间的两个电阻器R4和R5，即信号v对应于电压Vin的缩小版本并且划分比提供增益Kv。
相反，信号i通过第二感测电路S1b来获得，第二感测电路S1b被配置成测量表示输入电流Iin的值。例如，在所考虑的实施例中，信号i(在量纲上是电压)来自于两个电流感测电阻器Rs的布置，该布置实现回路电流(即流过变压器T的初级绕组的电流Ip)的双向读取，即在开关Qa闭合时以及在开关Qb闭合时。因此，对于特定配置，增益Ki(在尺寸上是电阻)是电阻器RS的电阻值的两倍。
如以上提及的，反馈信号VFB(对应于y)以及信号v和i(表示前向馈送信号)被馈送给功率控制模块280。
例如，在图10中使用图7所示的模拟方法。例如，在向PCM 280的模拟除法器282a馈送反馈信号y＝vc之前，将反馈信号偏移1V(＝y0)，使得在没有负载的状况下，反馈信号将大于1V。
另外，在所考虑的实施例中，op-amp 286的积分反馈网络288借助于电阻器RINT和电容器CINT(其可以在控制电路28外部)来实现。
例如，以上参数可以具有以下值：
Figure BDA0001063144040000221
以上变换器已经在不同供应和负载条件下被测试，诸如针对不同输入电压的全负载(250W)条件，特别是Vac＝90V以及Vac＝264V：
参数 符号 值 单位
dc输入电压 V<sub>in</sub> 115 V
dc输入电流 I<sub>in</sub> 2.376 A
输入功率 P<sub>in</sub> 271.8 W
变换系数 η 92.1 ％
最小开关频率 fsw 67.7 kHz
反馈电压 y(v<sub>c</sub>) 2.883 V
积分器的参考电压 i<sub>ref</sub> 0.319 V
积分器输出电压 w 1.872 V
参数 符号 值 单位
DC输入电压 V<sub>in</sub> 368 V
DC输入电流 I<sub>in</sub> 0,737 A
输入功率 P<sub>in</sub> 271.2 W
变换效率 η 92.3 ％
最小开关频率 fsw 131.4 kHz
反馈电压 y(v<sub>c</sub>) 2.884 V
积分器的参考电压 i<sub>ref</sub> 0.099 V
积分器输出电压 w 1.425 V
在比较以上结果时，可以理解，PCM块280确保了输入功率Pin保持接近不变并且因此是反馈信号y。
另外的测试表明，本文中公开的解决方案对于时变供应电压和/或负载条件也很鲁棒。
当然，在不偏离本发明的原理的情况下，构造和实施例的细节可以关于本文中仅作为示例已经描述和说明的内容广泛地变化，而没有偏离所附权利要求定义的本发明的范围。

Claims (35)

1.一种用于电子变换器(20a)的功率控制模块(280)，所述电子变换器(20a)包括：
-功率级(22)，包括用于接收第一功率信号的两个输入端子(266a，266b；260GND1)以及用于提供第二功率信号的两个输出端子(262，GND2)，以及
-控制电路(24a)，被配置成根据反馈控制信号(y)控制所述功率级(22)的操作，
其特征在于，所述功率控制模块(280)包括：
-预处理模块(282，290)，被配置成根据所述反馈控制信号(y)以及表示向所述两个输入端子(266a，266b；260GND1)施加的电压(Vin)的第一信号(v)生成参考信号(iref)，所述反馈控制信号指示由所述第一功率信号提供给所述功率级的功率；以及
-误差放大器(286，284)，被配置成根据所述参考信号(Iref)
以及表示流过所述两个输入端子(266a，266b；260GND1)的电流(Iin；IP)的第二信号(i)生成经修改的控制信号(w)。
2.根据权利要求1所述的功率控制模块(280)，其中所述预处理模块(282，290)包括：
-被配置成向所述反馈控制信号(y)施加偏移(y0)的加法器(290)。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的功率控制模块(280)，其中所述预处理模块(282，290)包括：
-被配置成通过将所述反馈控制信号(y)除以所述第一信号(v)来计算所述参考信号(iref)的除法器(282)。
4.根据权利要求1或权利要求2所述的功率控制模块(280)，其中所述误差放大器(286，284)至少包括积分部件。
5.根据权利要求3所述的功率控制模块(280)，其中所述误差放大器(286，284)包括：
-运算放大器(286)，以及
-用于所述运算放大器(286)的反馈网络(288)，所述反馈网络(288)包括至少一个电容器(CINT)。
6.根据权利要求5所述的功率控制模块(280)，其中所述运算放大器(286)包括反相输入端子、非反相输入端子和输出端子，其中所述运算放大器(286)被配置成在所述非反相输入端子处接收所述参考信号(Iref)并且在所述反相输入端子处接收所述第二信号(i)，并且所述反馈网络(288)布置在所述输出端子与所述反相输入端子之间。
7.一种集成电路(28)，其特征在于，所述集成电路(28)包括根据前述权利要求中的任一项所述的功率控制模块(280)。
8.根据权利要求7所述的集成电路(28)，其中所述集成电路(28)包括调制器(224)以及驱动器(246)，所述驱动器(246)被配置成根据所述经修改的控制信号(w)生成用于所述功率级(22)的驱动信号(qj(t)，Qj(t)，HVG，LVG)。
9.一种电子变换器(20)，包括：
-功率级(22)，包括用于接收第一功率信号的两个输入端子(266a，266b；260GND1)以及用于提供第二功率信号的两个输出端子(262，GND2)，以及
-控制电路(24a)，被配置成根据反馈控制信号(y)控制所述功率级(22)的操作，
其特征在于，所述控制电路(24a)包括根据前述权利要求1到6中的任一项所述的功率控制模块(280)。
10.根据权利要求9所述的电子变换器(20)，其中所述功率级(22)包括具有初级绕组和次级绕组的变压器(T)，并且其中所述功率控制模块(280)布置在所述变压器(T)的初级侧。
11.根据权利要求10所述的电子变换器(20)，其中所述第二信号(i)表示流过所述初级绕组的电流(IP)。
12.根据权利要求10或权利要求11所述的电子变换器(20)，其中所述控制电路(24a)包括信号调节电路(242)，所述信号调节电路(242)被配置成根据经由所述两个输出端子(262，GND2)提供的电压(Vout)或电流(Iout)生成所述反馈控制信号(y)。
13.一种控制电子变换器(20a)的方法，所述电子变换器(20a)包括：
-功率级(22)，包括用于接收第一功率信号的两个输入端子(266a，266b；260GND1)以及用于提供第二功率信号的两个输出端子(262，GND2)，以及
-控制电路(24a)，被配置成根据反馈控制信号(y)控制所述功率级(22)的操作，
其特征在于，所述方法包括如下步骤：
-根据所述反馈控制信号(y)以及表示向所述两个输入端子(266a，266b；260GND1)施加的电压(Vin)的第一信号(v)生成参考信号(iref)，所述反馈控制信号与提供给所述功率级的输入功率成比例，
-向误差放大器(286，284)提供所述参考信号(Iref)以及表示向所述两个输入端子(266a，266b；260GND1)施加的电流(Iin；IP)的第二信号(i)，所述误差放大器(286，284)被配置成根据所述参考信号(Iref)和所述第二信号(i)生成经修改的控制信号(w)，以及
-根据所述经修改的控制信号(w)控制所述功率级(22)的操作。
14.一种控制单元，包括：
控制电路，被配置成根据反馈控制信号控制功率级的操作，所述反馈控制信号指示被提供在所述功率级的两个输入端子处的输入功率；以及
功率控制模块，包括：
预处理模块，被配置成根据所述反馈控制信号以及表示向所述功率级的两个输入端子施加的电压的第一信号生成参考信号，以及
误差放大器，被配置成根据所述参考信号以及表示流过所述两个输入端子的电流的第二信号生成经修改的控制信号。
15.根据权利要求14所述的控制单元，其中所述预处理模块包括：
被配置成向所述反馈控制信号施加偏移的加法器。
16.根据权利要求14所述的控制单元，其中所述预处理模块包括：
被配置成通过将所述反馈控制信号除以所述第一信号来计算所述参考信号的除法器。
17.根据权利要求14所述的控制单元，其中所述误差放大器至少包括积分部件。
18.根据权利要求16所述的控制单元，其中所述误差放大器包括：
运算放大器，以及
用于所述运算放大器的反馈网络，所述反馈网络包括至少一个电容器。
19.根据权利要求18所述的控制单元，其中所述运算放大器包括反相输入端子、非反相输入端子和输出端子，其中所述运算放大器被配置成在所述非反相输入端子处接收所述参考信号并且在所述反相输入端子处接收所述第二信号，并且其中所述反馈网络布置在所述输出端子与所述反相输入端子之间。
20.根据权利要求14所述的控制单元，其中所述控制电路和所述功率控制模块形成在集成电路中。
21.根据权利要求20所述的控制单元，其中所述集成电路还包括调制器和驱动器中的至少一项，所述驱动器被配置成根据所述经修改的控制信号生成用于所述功率级的驱动信号。
22.一种电子变换器，包括：
功率级，包括用于接收第一功率信号的两个输入端子以及用于提供第二功率信号的两个输出端子，以及
控制电路，被配置成根据反馈控制信号控制所述功率级的操作，所述控制电路还包括功率控制模块，所述功率控制模块包括：
预处理模块，被配置成根据所述反馈控制信号以及表示向所述功率级的所述两个输入端子施加的电压的第一信号生成参考信号，所述反馈控制信号指示由所述第一功率信号提供给所述功率级的功率；以及
误差放大器，被配置成根据所述参考信号以及表示流过所述两个输入端子的电流的第二信号生成经修改的控制信号。
23.根据权利要求22所述的电子变换器，其中所述功率级包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，并且其中所述功率控制模块布置在所述变压器的初级侧。
24.根据权利要求23所述的电子变换器，其中所述第二信号表示流过所述初级绕组的电流。
25.根据权利要求24所述的电子变换器，其中所述控制电路包括信号调节电路，所述信号调节电路被配置成根据经由所述两个输出端子提供的电压或电流生成所述反馈控制信号。
26.根据权利要求22所述的电子变换器，其中所述预处理模块还包括：被配置成向所述反馈控制信号施加偏移的加法器。
27.根据权利要求22所述的电子变换器，其中所述预处理模块还包括：被配置成通过将经调节的所述反馈控制信号除以所述第一信号来计算所述参考信号的除法器。
28.根据权利要求22所述的电子变换器，其中所述误差放大器至少包括积分器电路。
29.根据权利要求28所述的电子变换器，其中所述积分器电路包括：
运算放大器，以及
用于所述运算放大器的反馈网络，所述反馈网络包括至少一个电容器。
30.根据权利要求22所述的电子变换器，还包括整流器电路，所述整流器电路被配置为对交流电源电压进行整流，并且将经整流的交流电源电压作为输入电压供应给所述功率级的所述两个输入端子。
31.一种控制电子变换器的方法，包括：
根据反馈控制信号以及表示向功率级施加的输入电压的第一信号生成参考信号，所述反馈控制信号与提供给所述功率级的输入功率成比例；
生成表示供应至所述功率级的输入电流的第二信号；
根据所述参考信号以及所述第二信号生成经修改的控制信号；以及
根据所述经修改的控制信号控制所述功率级的操作。
32.根据权利要求31所述的方法，还包括向所述反馈控制信号施加偏移。
33.根据权利要求31所述的方法，还包括：
将经调节的所述反馈控制信号除以所述第一信号，以生成所述参考信号；以及
确定所述参考信号与所述第二信号之间的误差以生成所述经修改的控制信号。
34.根据权利要求33所述的方法，其中确定所述误差包括对所述参考信号与所述第二信号之间的差值进行积分。
35.根据权利要求34所述的方法，还包括感测所述功率级的附加操作参数，并且其中根据所述经修改的控制信号控制所述功率级的操作还包括：根据感测到的所述附加操作参数控制所述功率级的操作。
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