CN106787861A - 模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，具体包括三相星接结构的高压侧三相，每相结构相同，每相包含Nt个子单元和Nt个低压侧全桥模块；每个子单元包含一个谐振LC、一台高频变压器，每相的高压侧MMC全桥模块；相邻的两个子单元中，MMC模块各产生一部分基频相电压输出，同时生产幅值相等、相位相反的高频方波，高频方波经桥臂谐振LC筛选通过，再经高频变压器隔离降压后，由低压侧H桥模块整流至低压直流母线。此拓扑相比传统电力电子变压器的高压侧和中间级拓扑，能够节省高频变压器数、模块数、电容数和开关数，同时具有良好的输出波形。

Description

模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑。
背景技术
电力电子变压器是具有电压变换、无功补偿、不平衡控制、电能质量治理等功能的电力电子装置。电力电子变压拓扑种类很多，常见的有AC/AC型、AC/DC/DC型和AC/DC/DC/AC型。AC/AC型拓扑属于矩阵型结构，桥臂之间的耦合度较高，影响输出波形质量；AC/DC/DC型，具有电容器实现去耦合，输出波形质量较好，同时，这种拓扑能够提供高压、低压直流母线，方便电网互连；AC/DC/DC/AC型在AC/DC/DC型基础上加入了低压直流侧逆变环节，另可实现传统变压器的交-交变换功能。
电力电子变压器相对于传统变压器，结构复杂，元器件种类、数量繁多，功率密度较低，整体造价高。上述电力电子变压器结构中级数较低的AC/AC型难以保证良好波形，级数较多的AC/DC/DC/AC型结构复杂。
如何在不影响电力电子变压器输出波形或对输出波形影响较小的情况下简化电力电子变压器结构，减少电力电子变压器器件数量，提高功率密度，降低成本，对推动电力电子变压器应用具有重要意义。
发明内容
针对上述问题，本发明提出一种模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其包括三相星接结构的高压侧三相，每相结构相同，每相包含Nt个子单元和Nt个低压侧全桥模块；
每个子单元包含一个谐振LC、一台高频变压器，每相的高压侧MMC全桥模块；每个高压侧MMC全桥模块包含2个端子P1和P2；子单元内部的高压侧MMC模块级联即一个高压侧MMC全桥模块的P1端子与另一个高压侧MMC全桥模块的P2端子连接，子单元中最上层高压侧MMC全桥模块的P1端子和最下层高压侧MMC全桥模块的P2端子构成了子单元对外的两个端子P1、P2；
每相最上层子单元的P1端子串联高压侧滤波电感Lf后形成Po端子，Po端子与对应相电网连接，每相最下层子单元的P2端子称作Pn端子，三相Pn端子连接于一点，构成星型结构；
所述谐振LC串联于子单元中最上层高压侧MMC全桥模块的P1端子与高频变压器原边之间；
所述高频变压器，其原边一个端子与谐振LC连接，另一个端子与子单元中最下层高压侧全桥MMC模块的P2端子连接，其副边两端子分别与低压侧全桥模块的端子P3、P4连接；
所述低压侧全桥模块，每个低压侧全桥模块包含4个端子P3、P4、Pu、Pd，其P3、P4端子与高频变压器副边两端子连接，且与P3连接的高频变压器副边端子与高频变压器原边和谐振LC连接的端子为同名端；所有低压侧全桥模块的Pu连接形成低压直流母线的正母线，所有低压侧全桥模块的Pd连接形成低压直流母线的负母线。
所述高压侧MMC全桥模块为单相全桥结构，包含4个IGBT与1个电容。
所述谐振LC由1个谐振电感LH与1个谐振电容CH串联而成。
所述高频变压器为双绕组变压器。
所述低压侧全桥模块为单相全桥结构，包含4个IGBT和1个电容。
每相中相邻的两个子单元各输出的基频相电压，且这两个子单元输出的高频方波幅值相同、相位相反，保证输出相电压中高频方波电压相互抵消。
在输出方波相位本来相同的各个子单元之间，设置输出方波相移，减小高压侧输送至低压直流母线上的功率波动，输出方波相位相反的子单元之间，不再增设这部分相移。
所述子单元中的高压侧MMC全桥模块数N的计算方法为：每个MMC全桥模块的额定电压为Ucr，每个全桥MMC模块同时输出(1-δ)Ucr幅值的基频电压和δUcr幅值的高频方波电压，δ为高频方波电压百分比，且δ<1；为了保证与高压交流***功率交换所需要的相电压输出幅值为Up，则子单元中的高压侧MMC全桥模块数高压侧MMC全桥模块；δUcr×N为每台高频变压器原边输入的高频方波电压幅值，应等于高频变压器原边额定电压，得δ的值。
所述高压侧MMC全桥模块，考虑模块均压功能后其调制波为
函数
其中Um为考虑模块均压功能之前，高压侧MMC全桥模块的调制波信号，P为模块均压控制比例系数，Ileg为流入该子单元的电流，其参考方向由电网指向电力电子变压器，Ucx为第x个高压侧MMC全桥模块电容电压实际值,Ucr为模块电压参考值；各个模块的调制波根据模块自身电容电压与参考电压的差异进行修正，保证子单元内部各个模块电压差异较小。
有益效果
本发明提出的一种模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑属于AC/DC型拓扑，能够实现交-直变换，耦合度较低，输出波形良好，且能够提供低压直流母线，若在低压直流侧增加逆变环节，可实现直-交变换功能。本发明的优势是能够减少模块数，减少开关数，节省电容器，简化控制器硬件的复杂程度，降低电力电子变压器制造成本，提高功率密度。
附图说明
图1为模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑图。
图2为高压侧MMC全桥模块结构图。
图3为低压侧全桥模块结构图。
图4为双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器拓扑。
图5为本发明拓扑带125kW负载时的高压侧电流PSCAD仿真波形。
图6为本发明拓扑带125kW负载时的低压直流母线电压PSCAD仿真波形。
其中：高压侧每相桥臂与高压电网连接点Po，三相桥臂公共连接点Pn，低压侧正直流母线DC+与低压侧全桥模块连接点Pu，低压侧负直流母线DC-与低压侧全桥模块连接点Pd，高压侧MMC全桥模块左侧上下IGBT连接点P1，高压侧MMC全桥模块右侧上下IGBT连接点P2，低压侧全桥模块左侧上下IGBT连接点P3，低压侧全桥模块右侧上下IGBT连接点P4，谐振电感LH，谐振电容CH,滤波电感Lf，三相电网电压Usa、Usb、Usc，子单元电流Ileg,低压直流母线电容CL。
具体实施方式
本发明提出了一种模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑。如图1所示，包括三相星接结构的高压侧三相，每相结构相同，每相包含Nt个子单元和Nt个低压侧全桥模块；每个子单元包含一个谐振LC、一台高频变压器，每相的高压侧MMC全桥模块；每个高压侧MMC全桥模块包含2个端子P1和P2；子单元内部的高压侧MMC模块级联即一个高压侧MMC全桥模块的P1端子与另一个高压侧MMC全桥模块的P2端子连接，子单元中最上层高压侧MMC全桥模块的P1端子和最下层高压侧MMC全桥模块的P2端子构成了子单元对外的两个端子P1、P2；每相最上层子单元的P1端子串联高压侧滤波电感Lf后形成Po端子，Po端子与对应相电网连接，每相最下层子单元的P2端子称作Pn端子，三相Pn端子连接于一点，构成星型结构；谐振LC串联于子单元中最上层高压侧MMC全桥模块的P1端子与高频变压器原边之间；高频变压器，其原边一个端子与谐振LC连接，另一个端子与子单元中最下层高压侧全桥MMC模块的P2端子连接，其副边两端子分别与低压侧全桥模块的端子P3、P4连接；低压侧全桥模块，每个低压侧全桥模块包含4个端子P3、P4、Pu、Pd，其P3、P4端子与高频变压器副边两端子连接，且与P3连接的高频变压器副边端子与高频变压器原边和谐振LC连接的端子为同名端；所有低压侧全桥模块的Pu连接形成低压直流母线的正母线，所有低压侧全桥模块的Pd连接形成低压直流母线的负母线。谐振LC由1个谐振电感LH与1个谐振电容CH串联而成，高频变压器为双绕组变压器。
如图2所示，高压侧MMC全桥模块为单相全桥结构，包含4个IGBT与1个电容。
如图3所示，低压侧全桥模块为单相全桥结构，包含4个IGBT和1个电容。
每相中相邻的两个子单元各输出的基频相电压，且这两个子单元输出的高频方波幅值相同、相位相反，保证输出相电压中高频方波电压相互抵消。
在输出方波相位本来相同的各个子单元之间，设置输出方波相移，减小高压侧输送至低压直流母线上的功率波动，输出方波相位相反的子单元之间，不再增设这部分相移。
子单元中的高压侧MMC全桥模块数N的计算方法为：每个MMC全桥模块的额定电压为Ucr，每个全桥MMC模块同时输出(1-δ)Ucr幅值的基频电压和δUcr幅值的高频方波电压，δ为高频方波电压百分比，且δ<1；为了保证与高压交流***功率交换所需要的相电压输出幅值为Up，则子单元中的高压侧MMC全桥模块数高压侧MMC全桥模块；δUcr×N为每台高频变压器原边输入的高频方波电压幅值，应等于高频变压器原边额定电压，得δ的值。
高压侧采用全桥模块且为星接结构，每相桥臂共同承受交流***相电压，相比于如图4所示的研究较为广泛的双星型连接AC/DC/DC型电力电子变压器拓扑，每相上、下桥臂均需要承受至少2倍交流***相电压的工况，可节省MMC模块数，从而节省IGBT数和电容数，具体的器件节省情况计算方法(不考虑低压侧)如下：若双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器半桥MMC模块数为Nmmc，高压侧DC/DC变换的H桥模块数为(高压侧H桥模块和MMC模块额定电压相同，在承受相同高压直流母线电压的情况下，高压侧H桥模块数等于任一桥臂MMC模块数)，则共需模块数共需要IGBT数共需高压侧电容数 在保证电力电子变压器总容量、高压侧全桥MMC模块额定电压、高频变压器容量和额定电压与图2拓扑相同的情况下，1台高频变压器对应的高频方波电压幅值等于1个高压侧MMC全桥模块电压，故本专拓扑用于产生高频方波所需要的高压侧MMC全桥模块数(此数目为等效数目，每个高压侧MMC全桥模块仍同时输出基频交流电压与高频方波电压)等于双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器高压侧H桥数，即高压侧采用全桥模块并且三相星接，相比双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器，本发明拓扑为了与高压交流电网交换功率需要的直流电压减少75％，故相应的模块数也减少75％，即仅需的模块数，故本发明拓扑需要高压侧MMC全桥模块数节省模块数64.28％；共需IGBT数节省IGBT数37.5％；
高压侧全桥MMC模块电容用量对比：在模块电压波动百分比相同的情况下本发明拓扑模块电容最小值为Cm1，双星型连接的AC/DC/DC型拓扑MMC模块电容最小值为Cm2，经理论推导得其中为换流器的功率因数角，M为调制比，k为高频方波于基频正弦的频率之比，δ为高频方波电压百分比(δ＜1)。考虑电力电子变压器总容量、高压侧全桥MMC模块额定电压、高频变压器容量和额定电压与图2拓扑相同情况下，此时，在调制比为1，电力电子变压器功率因数角为0的情况下，取最大值1.245。根据前述分析可知，本文拓扑共需高压侧电容数为(容值与双星型连接拓扑相等折合等效后的数目)双星型连接的AC/DC/DC型拓扑需高压侧电容数为本发明拓扑节省高压侧电容55.5％。
以上为理论计算，实际工程中需要考虑模块数目为必须整数的物理规律和器件参数的选择。模块数减少，对控制器物理通信接口数需求减少。同时由于IGBT数、电容数减少，有利于降低电力电子变压器制造成本，提高功率密度。
高压侧MMC全桥模块，考虑模块均压功能后其调制波为
函数
其中Um为考虑模块均压功能之前，高压侧MMC全桥模块的调制波信号，P为模块均压控制比例系数，Ileg为流入该子单元的电流，其参考方向由电网指向电力电子变压器，Ucx为第x个高压侧MMC全桥模块电容电压实际值,Ucr为模块电压参考值；各个模块的调制波根据模块自身电容电压与参考电压的差异进行修正，保证子单元内部各个模块电压差异较小。
以下针对AC10kV-DC700V，125kW电力电子变压器进行本发明拓扑配置与研究较为广泛的双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器配置对比说明(不考虑低压侧)：
两种拓扑均采用以下硬件方案：高压侧MMC全桥模块中的IGBT采用Infineon公司3300V/200A的产品F200R33KF2C；三相高压交流相电压有效值为10kV、高压侧MMC全桥模块的额定电压为1600V，两种拓扑高频变压器额定电压、容量均相等。
1.双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器拓扑：
现有的实际工程方案：双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器拓扑如图4所示。该拓扑高压直流电压1600V，MMC部分每相需要20个子模块，三相需要60个子模块，即MMC部分需要20×2×3＝120只IGBT，60只电容(650uF/1600V)；ISOP隔离型DC/DC变换器共10级，即DC/DC变换器部分需要4×10＝40只IGBT，高压侧650uF/1600V电容10只只。综上，共需模块70个、IGBT 160只、高压侧650uF/1600V电容70只。
2.本发明拓扑：
本发明拓扑需要模块25个，节省模块64.28％；需要IGBT共100只，节省IGBT数37.5％；需要高压侧650uF/1600V电容32只(此数值为按650uF容值折合后得到，且进一法取整)，节省高压侧电容54.29％。
一种工程实际方案：由具体实施方案第5段分析可得高频方波电压百分比δ＝40％，每相全桥MMC模块数根据相电压8.164kV和δ计算：8.165kV÷(1-40％)×1.6kV＝8.505，取整为10个(此模块数必须为偶数以保证相电压中输出高频方波电压相互抵消，且需要按进一法取整以保证输出相电压能达到电网相电压幅值)；则三相共需30个子模块共需30×4＝120只IGBT；三相共需要650uF/1600V电容30×1.245≈38个。综上，本发明拓扑节省模块数57.14％；节省IGBT数25％；节省高压侧650uF/1600V电容45.71％。由以上分析可知，工程实际方案与理论方案在节省器件上的差异，是模块数取整造成的。不同的工程中，取整造成的模块数增多程度不一，增多的程度越小，节省的器件越多。
由以上分析可见，本发明拓扑可以有效减少电力电子变压器模块数、IGBT数、电容数，从而降低电力电子变压器制造成本，提高功率密度。此外，模块数的减少可以降低对控制器通信端口数的需求，降低控制器设计难度。
图5给出了本发明拓扑带125kW负载时的高压交流侧电流PSCAD仿真波形。高压侧电流总谐波畸变率小于1％，高压侧滤波电感值相同的情况下，小于图4所示双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器高压侧电流总谐波畸变率1.6％。
图6给出了本发明拓扑带125kW负载时的低压直流母线电压PSCAD仿真波形。在高频变压器设置了0.006p.u.铜损的情况下(模拟实际工况变压器损耗)，直流母线电压平均值695V，额定功率下稳态误差5V(0.71％)，与图4所示双星型连接的AC/DC/DC型电力电子变压器额定功率下直流母线电压稳态误差0.7％相比，但差异很小；在低压直流母线电容为9000uF情况下，本发明拓扑直流母线电压纹波幅值为0.5V(0.071％)，与图4所示双星型连接的AC/DC/DC型拓扑在额定功率和低压直流母线电容相同情况下，直流母线电压纹波幅值0.25％相比，纹波明显减小。
综上，本发明拓扑具有良好的输出特性。

Claims (9)

1.模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述拓扑包括三相星接结构的高压侧三相，每相结构相同，每相包含Nt个子单元和Nt个低压侧全桥模块；
每个子单元包含一个谐振LC、一台高频变压器，每相的高压侧MMC全桥模块；每个高压侧MMC全桥模块包含2个端子P1和P2；子单元内部的高压侧MMC模块级联即一个高压侧MMC全桥模块的P1端子与另一个高压侧MMC全桥模块的P2端子连接，子单元中最上层高压侧MMC全桥模块的P1端子和最下层高压侧MMC全桥模块的P2端子构成了子单元对外的两个端子P1、P2；
每相最上层子单元的P1端子串联高压侧滤波电感Lf后形成Po端子，Po端子与对应相电网连接，每相最下层子单元的P2端子称作Pn端子，三相Pn端子连接于一点，构成星型结构；
所述谐振LC串联于子单元中最上层高压侧MMC全桥模块的P1端子与高频变压器原边之间；
所述高频变压器，其原边一个端子与谐振LC连接，另一个端子与子单元中最下层高压侧全桥MMC模块的P2端子连接，其副边两端子分别与低压侧全桥模块的端子P3、P4连接；
所述低压侧全桥模块，每个低压侧全桥模块包含4个端子P3、P4、Pu、Pd，其P3、P4端子与高频变压器副边两端子连接，且与P3连接的高频变压器副边端子与高频变压器原边和谐振LC连接的端子为同名端；所有低压侧全桥模块的Pu连接形成低压直流母线的正母线，所有低压侧全桥模块的Pd连接形成低压直流母线的负母线。
2.根据权利要求1所述的模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述高压侧MMC全桥模块为单相全桥结构，包含4个IGBT与1个电容。
3.根据权利要求1所述的模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述谐振LC由1个谐振电感LH与1个谐振电容CH串联而成。
4.根据权利要求1所述的模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述高频变压器为双绕组变压器。
5.根据权利要求1所述的模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述低压侧全桥模块为单相全桥结构，包含4个IGBT和1个电容。
6.根据权利1所述模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，每相中相邻的两个子单元各输出的基频相电压，且这两个子单元输出的高频方波幅值相同、相位相反，保证输出相电压中高频方波电压相互抵消。
7.根据权利1所述模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，在输出方波相位本来相同的各个子单元之间，设置输出方波相移，减小高压侧输送至低压直流母线上的功率波动，输出方波相位相反的子单元之间，不再增设这部分相移。
8.根据权利1所述模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述子单元中的高压侧MMC全桥模块数N的计算方法为：每个MMC全桥模块的额定电压为Ucr，每个全桥MMC模块同时输出(1-δ)Ucr幅值的基频电压和δUcr幅值的高频方波电压，δ为高频方波电压百分比，且δ<1；为了保证与高压交流***功率交换所需要的相电压输出幅值为Up，则子单元中的高压侧MMC全桥模块数高压侧MMC全桥模块；δUcr×N为每台高频变压器原边输入的高频方波电压幅值，应等于高频变压器原边额定电压，得δ的值。
9.根据权利1所述模块化多电平全桥谐振型电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述高压侧MMC全桥模块，考虑模块均压功能后其调制波为
函数
其中Um为考虑模块均压功能之前，高压侧MMC全桥模块的调制波信号，P为模块均压控制比例系数，Ileg为流入该子单元的电流，其参考方向由电网指向电力电子变压器，Ucx为第x个高压侧MMC全桥模块电容电压实际值,Ucr为模块电压参考值；各个模块的调制波根据模块自身电容电压与参考电压的差异进行修正，保证子单元内部各个模块电压差异较小。
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