CN106685251A - 二极管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器及其控制方法 - Google Patents

二极管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种二极管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器，包括直流电源U d ，直流侧电解电容C d ，开关管S1，开关管S2，开关管S3、开关管S4，二极管D1，二极管D2，二极管D3，二极管D4，输出滤波电感L，输出滤波电容C f 和负载R d 。本发明单电感双Buck全桥拓扑结构使得整个电路的体积和重量减小，滤波电感为双向磁化，提高磁芯利用率；拓扑逆变输出只要控制两个高频开关管和两个工频开关管，***开关的损耗减小，控制策略简单易实现。

Description

二极管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种电能转换装置中DC-AC变换器及其控制方法，具体涉及一种二极管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器及其控制方法。
背景技术
电能转换装置中的DC-AC逆变器，从传统的H桥全桥逆变器，发展到后来的双Buck/Boost逆变器，拓扑和控制方式一直是研究人员的研究热点。近几十年，随着新型功率器件SiC、GaN的发展和应用，大规模数字集成电路的发展和普及，逆变器的拓扑和控制方式正悄然发生改变，人们对逆变器的性能要求也越来越高，全数字控制、***高度集成化、高频高效率等是逆变器进一步发展的主要切入点。自一种由两个Buck电路组成的双电感双Buck半桥逆变器被提出后，其以独特的电路结构，无直通问题、无死区时间要求等优点，深受人们的喜爱、研究与应用，在其基础上也创新很多新的拓扑结构。
随着人们对***功率密度的要求越来越高，一些单电感逆变拓扑逐渐被提出。如2009.01.28公布的公开号为CN101355322A专利，揭露了一种半周期工作的单电感双降压式半桥逆变器及其控制方法的发明，但由于其为半桥的拓扑结构，输入需要两个均压大电容，输入电压应力大，限制其在高压领域应用；2014.05.28公布的公开号为CN103825455A专利，提出一种单电感双Buck全桥逆变器的发明，全桥单电感结构解决了输入电压应力大问题，但拓扑增加两个功率开关管，开关损耗大，控制策略复杂。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种二极管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器及其控制方法，单电感双Buck全桥拓扑结构使得整个电路的体积和重量减小，滤波电感为双向磁化，提高磁芯利用率；拓扑逆变输出只要控制两个高频开关管和两个工频开关管，***开关的损耗减小，控制策略简单易实现。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种二级管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器，其特征在于：包括直流电源U d ，直流侧电解电容C d ，开关管S1，开关管S2，开关管S3、开关管S4，二极管D1，二极管D2，二极管D3，二极管D4，输出滤波电感L，输出滤波电容C f 和负载R d ；直流电源U d 的正极分别与直流侧电解电容C d 的正极、开关管S1的漏极、二极管D3的负极、开关管S3的漏极连接；直流电源U d 的负极分别与直流侧电解电容C d 的负极、二极管D4的正极、开关管S2的源极、开关管S4的源极连接；开关管S1的源极与二极管D1的正极连接，开关管S2的漏极与二极管D2的负极连接；二极管D1的负极与二极管D4的负极、二极管D3的正极、二极管D2的正极、输出滤波电感L的一端连接，输出滤波电感L的另一端与输出滤波电容C f 的一端、负载R d 的一端连接，输出滤波电容C f 的另一端、负载R d 的另一端、开关管S3的源极、开关管S4的漏极接地。
一种二级管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器的控制方法，其特征在于：将逆变器的输出电压u o 与给定的基准正弦电压u ref 比较得到第一误差信号，第一误差信号经PI控制算法得到电压外环输出值u e ；将输出滤波电感L的电流瞬时值i L 与电压外环输出值u e 比较得到第二误差信号，第二误差信号经PI控制算法得到电流内环输出值u r ；电流内环输出值u r 与高频设计的三角波载波u c 比较，得到的PWM输出值在输出电压正半周作为开关管S1的控制信号，在输出电压负半周作为开关管S2的控制信号；将逆变器的输出电压u o 经过零比较器得到的开关信号作为S3的控制信号，开关信号经取反运算后作为开关管S4的控制信号。
本发明与现有技术相比具有以下有益效果：
1、与双电感双Buck半桥逆变拓扑相比，本发明保留了无直通、无死区时间、开关损耗低等特点，全桥结构解决了输入电压利用率低的问题；
2、与常见的双Buck全桥逆变拓扑相比，本发明保留了其方便的控制策略，单电感结构使得整个电路的体积和重量减小，滤波电感为双向磁化，提高磁芯利用率；
3、与CN103825455A提出的单电感双Buck全桥逆变拓扑相比，省去了两个开关管，***开关损耗减小，控制策略简单易实现。
附图说明
图1是本发明的电路拓扑图。
图2是图1拓扑对应所设计的双闭环SPWM控制框图。
图3为图1拓扑工作时的第一工作模态示意图。
图4为图1拓扑工作时的第二工作模态示意图。
图5为图1拓扑工作时的第三工作模态示意图。
图6为图1拓扑工作时的第四工作模态示意图。
图7为双闭环SPWM控制图1拓扑时四个开关管栅源极的驱动波形。
图8为双闭环SPWM控制图1拓扑输出信号u o 、i L 、u L 的工作波形。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
请参照图1，本发明提供一种二级管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器，其特征在于：包括直流电源U d ，直流侧电解电容C d ，开关管S1，开关管S2，开关管S3、开关管S4，二极管D1，二极管D2，二极管D3，二极管D4，输出滤波电感L，输出滤波电容C f 和负载R d ；直流电源U d 的正极分别与直流侧电解电容C d 的正极、开关管S1的漏极、二极管D3的负极、开关管S3的漏极连接；直流电源U d 的负极分别与直流侧电解电容C d 的负极、二极管D4的正极、开关管S2的源极、开关管S4的源极连接；开关管S1的源极与二极管D1的正极连接，开关管S2的漏极与二极管D2的负极连接；二极管D1的负极与二极管D4的负极、二极管D3的正极、二极管D2的正极、输出滤波电感L的一端连接；输出滤波电感L的另一端与输出滤波电容C f 的一端、负载R d 的一端连接；输出滤波电容C f 的另一端、负载R d 的另一端、开关管S3的源极、开关管S4的漏极接地。
由于***为全桥的拓扑结构，降低了输入电压应力，提高电压利用率；输出只需要一个滤波电感，且电感为双向磁化，提高磁芯利用率，降低***重量和体积，提高功率密度。***拓扑为二极管串并联结构，具体可以拆分为两个Buck电路：直流电源U d ，滤波电容C d ，开关管S1、S4，二极管D1、D4，输出滤波电感L、输出滤波电容C f 和负载R d 构成的Buck电路一；直流电压U d ，滤波电容C d ，开关管S2、S3，二极管D2、D3，输出滤波电感L、输出滤波电容C f 和负载R d 构成的Buck电路二。
请参照图2，本发明还提供一种二级管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器的控制方法，其特征在于：将逆变器的输出电压u o 与给定的基准正弦电压u ref 比较得到第一误差信号，第一误差信号经PI控制算法得到电压外环输出值u e ；将输出滤波电感L的电流瞬时值i L 与电压外环输出值u e 比较得到第二误差信号，第二误差信号经PI控制算法得到电流内环输出值u r ；电流内环输出值u r 与高频设计的三角波载波u c 比较，得到的PWM输出值在输出电压正半周作为开关管S1的控制信号，在输出电压负半周作为开关管S2的控制信号；将逆变器的输出电压u o 经过零比较器得到的开关信号作为S3的控制信号，开关信号经取反运算后作为开关管S4的控制信号。
在输出滤波电感L的电流瞬时值i L 大于零的正半周期，开关管S1和续流二极管D4交替工作，开关管S4导通，S2、S3截至。此时电路工作包括两个模态：
1）工作模态Ⅰ：
如图3所示，开关管S2、S3截至，S4导通，此时S1开通，续流二极管D4截至，直流电源U d 经S1、D1向输出滤波电感L充能，电感电流i L 线性上升，输出逆变电压u o 值正向线性增大。该模态一直持续到开关管S1关断，然后进入工作模态Ⅱ。
2）工作模态Ⅱ：
如图4所示，保持开关管S2、S3截至，S4导通，此时S1关断，续流二极管D4导通进入续流状态，输出滤波电感电流i L 线性下降，逆变输出电压u o 线性减小。该模态一直持续到开关管S1开通，然后又进入工作模态Ⅰ。
在输出滤波电感L的电流瞬时值i L 小于零的负半周期，开关管S2和续流二极管D3交替工作，开关管S3导通，S1、S4截至。此时电路工作包括两个模态：
1）工作模态Ⅲ：
如图5所示，开关管S1、S4截至，S3导通，此时S2开通，续流二极管D3截至，直流电源U d 经S2、D2向输出滤波电感L负向充能，电感电流i L 负向线性上升，输出逆变电压u o 值负向线性增大。该模态一直持续到开关管S2关断，然后进入工作模态Ⅳ。
2）工作模态Ⅳ：
如图6所示，保持开关管S1、S4截至，S3导通，此时S2关断，续流二极管D3导通进入续流状态，输出滤波电感电流i L 负向线性下降，逆变输出电压u o 负向线性减小。该模态一直持续到开关管S2开通，然后又进入工作模态Ⅲ。
根据以上四个工作模态分析，可以得到图7所示双闭环SPWM高频数字控制下图1拓扑四个开关管栅源极的驱动波形。在输出滤波电感电流i L 大于零的正半周期，开关管S1高频开通关断，S2、S3截至，S4导通；在输出滤波电感电流i L 小于零的负半周期，开关管S2高频开通关断，S1、S4截至，S3导通。
综合上述分析，可以得到图8所示双闭环SPWM高频数字控制下图1拓扑输出信号u o 、i L 、u L 的工作波形。逆变输出电压u o 呈现220V/50Hz正弦变化，输出滤波电感电流i L 在输出电压u o 正半周大于零，输出电压u o 负半周小于零。输出滤波电感两端的电压u L 根据输出电压u o 的变化而变化。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (2)

1.一种二级管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器，其特征在于：包括直流电源U d ，直流侧电解电容C d ，开关管S1，开关管S2，开关管S3、开关管S4，二极管D1，二极管D2，二极管D3，二极管D4，输出滤波电感L，输出滤波电容C f 和负载R d ；直流电源U d 的正极分别与直流侧电解电容C d 的正极、开关管S1的漏极、二极管D3的负极、开关管S3的漏极连接，直流电源U d 的负极分别与直流侧电解电容C d 的负极、二极管D4的正极、开关管S2的源极、开关管S4的源极连接；开关管S1的源极与二极管D1的正极连接，开关管S2的漏极与二极管D2的负极连接；二极管D1的负极与二极管D4的负极、二极管D3的正极、二极管D2的正极、输出滤波电感L的一端连接，输出滤波电感L的另一端与输出滤波电容C f 的一端、负载R d 的一端连接，输出滤波电容C f 的另一端、负载R d 的另一端、开关管S3的源极、开关管S4的漏极接地。
2.一种基于权利要求1所述的二级管串并联结构的单电感双Buck全桥逆变器的控制方法，其特征在于：将逆变器的输出电压u o 与给定的基准正弦电压u ref 比较得到第一误差信号，第一误差信号经PI控制算法得到电压外环输出值u e ；将输出滤波电感L的电流瞬时值i L 与电压外环输出值u e 比较得到第二误差信号，第二误差信号经PI控制算法得到电流内环输出值u r ；电流内环输出值u r 与高频设计的三角波载波u c 比较，得到的PWM输出值在输出电压正半周作为开关管S1的控制信号，在输出电压负半周作为开关管S2的控制信号；将逆变器的输出电压u o 经过零比较器得到的开关信号作为S3的控制信号，开关信号经取反运算后作为开关管S4的控制信号。
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