CN106655786A - 一种多相桥倍流式pwm隔离型直流变换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路，包括多路可控桥臂、多个隔离变压器、多组快恢复二极管，所述的可控桥臂包括第一功率开关器件和第二功率开关器件，所有第一快恢复二极管的阴极与输出滤波电感的一端相连，输出滤波电感的另一端与输出滤波电容的正极相连，作为直流输出的正极；所有第二快恢复二极管的阳极与输出滤波电容的负极相连作为直流输出的负极。本发明与传统电路相比具有以下优势：单个功率开关器件电流应力降低(以四相桥为例，电流应力降低到原来的一半)；功率开关器件没有直接并联，不会出现恶性损坏；高频隔离变压器功率减小，减小了实现难度。

Description

一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路
技术领域
本发明涉及一种多相DCDC转换电路，具体涉及一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路。
背景技术
传统的DCDC直流电源均采用了单相全桥形式，其配合移相控制策略以及软开关技术将单相全桥电路几乎达到极致。
大功率直流开关电源领域，其功率器件的选型一直是最为关键的一个环节，而功率器件的选型其电压应力、电流应力、开关频率的特性至关重要。从电路上降低开关器件的电流应力尤为重要。
传统增加DCDC直流电源功率是采用并机的策略，或者采用开关器件并联方式。并机方案需要依靠控制电路的均流措施实现多台直流电源并联输出，控制方式复杂。而采用开关器件并联方式，在高频工作过程中，由于开关器件或驱动器件的差异造成电流分配不均、开关延时不同等造成整个***损坏。在单相全桥变换下，输出变压器只有一个。大功率情况下，变压器的功率增加，高频变压器加工工艺要求高，将难以实现。
发明内容
为解决大功率PWM直流变换器的功率开关器件电流应力，本发明提供一种可靠的多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路。通过多桥臂倍流方式降低功率开关器件电流应力，简化输出变压器的设计工艺。为解决上述问题，本发明采取的技术方案为：一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路，包括多路可控桥臂、多个隔离变压器、多组快恢复二极管，所述的可控桥臂的路数与隔离变压器的数量、快恢复二极管组数均与多相桥的相数相同，所述的隔离变压器原边采用首尾相接的连接方式，隔离变压器副边采用星形连接方式；可控桥臂包括第一功率开关器件和第二功率开关器件，且第一功率开关器件的发射极与第二功率开关器件的集电极、对应隔离变压器原边输入端相连，所有可控桥臂中的第一功率开关器件的集电极连接输入电源的正输入端，所有可控桥臂中的第二功率开关器件的发射极连接输入电源的负输入端；每个隔离变压器副边输出端接与之对应的第一快恢复二极管的阳极和第二快恢复二极管的阴极，所有第一快恢复二极管的阴极与输出滤波电感的一端相连，输出滤波电感的另一端与输出滤波电容的正极相连，作为直流输出的正极；所有第二快恢复二极管的阳极与输出滤波电容的负极相连作为直流输出的负极。
多相直流变换电路的方案是采用了多桥臂方式，诸如三相桥、四相桥、六相桥等等多相桥。奇数、偶数数量均可工作，但偶数数量桥臂工作更加平衡。多相桥的相数为2N，其中N为不小于2的整数。
所有奇数相可控桥臂上的第一功率开关器件上的驱动信号相同，所有奇数相可控桥臂上的第二功率开关器件上的驱动信号相同，所有偶数相可控桥臂上的第一功率开关器件上的驱动信号相同，所有偶数相可控桥臂上的第二功率开关器件上的驱动信号相同，同一个可控桥臂上的第一功率开关器件与第二功率开关器件互补工作；奇数相可控桥臂上的第一功率开关器件的开通时间与偶数相可控桥臂上的第一功率开关器件的开通时间相同且均小于半个周期。
如图3所示，所述的功率开关器件包括一个全控器件、一个反并联二极管和一个与全控器件并联的谐振电容。
每个功率开关器件工作时，同时会有其交叉桥臂上的一个功率开关器件同时工作，实现了功率器件的“并联”，每个功率开关器件的电流应力降低到原来的一半。
功率开关器件没有真正的并联，所以由驱动电路的或器件本身的差异造成的开关速度、开关延时、阻抗分配等不会引起功率开关器件的恶性损坏。
隔离变压器在工作时，2N个隔离变压器同时工作，每个隔离变压器上的电流为输出电流的2N分之一。隔离变压器只需按照额定容量的2N分之一功率进行设计，大大降低了变压器工艺的复杂程度，利于变压器设计与实现。
本发明专利与传统电路相比具有以下优势：单个功率开关器件电流应力降低(以四相桥为例，电流应力降低到原来的一半)；功率开关器件没有直接并联，不会出现恶性损坏；高频隔离变压器功率减小，减小了实现难度。
附图说明
图1为四相桥PWM隔离型直流变换主电路；
图2为六相桥PWM隔离型直流变换主电路；
图3为功率开关器件；
图4为四相桥PWM隔离型直流变换电路工作过程；
图5为输出电压与占空比的关系。
具体实施方式
实施例一：
如图1所示为四相桥PWM隔离型直流变换主电路，通过方形-星形高频变压器隔离。包括八个功率开关器件VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6、VT7、VT8，四个高频变压器T1、T2、T3、T4，八个快恢复功率二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8，一个输出滤波电感Lo和一个输出滤波电容Co。其中，四个高频变压器T1、T2、T3、T4原边首尾相连以方形连接方式，四个高频变压器T1、T2、T3、T4副边以星形连接方式。第一桥臂：第一功率开关器件VT1的发射极与第二功率开关器件VT2的集电极、高频变压器T1、高频变压器T4的连接点相连于点A；第二桥臂：第一功率开关器件VT3的发射极与第二功率开关器件VT4的集电极、高频变压器T1、高频变压器T2的连接点相连于点B；第三桥臂：第一功率开关器件VT5的发射极与第二功率开关器件VT6的集电极、高频变压器T2、高频变压器T3的连接点相连于点C；第四桥臂：第一功率开关器件VT7的发射极与第二功率开关器件VT8的集电极、高频变压器T3、高频变压器T4的连接点相连于点D。四个桥臂的第一功率开关器件VT1、VT3、VT5、VT7的集电极连接后接入输入电源的正输入端；四个桥臂的第二功率开关器件VT2、VT4、VT6、VT8的发射极连接后接入输入电源的负输入端。所述的输入电源的两端并联有滤波电容Cd。第一快恢复功率二极管D1的阳极与第二快恢复功率二极管D2的阴极、高频变压器T1副边连接；第一快恢复功率二极管D3的阳极与第二快恢复功率二极管D4的阴极、高频变压器T2副边连接；第一快恢复功率二极管D5的阳极与第二快恢复功率二极管D6的阴极、高频变压器T3副边连接；第一快恢复功率二极管D7的阳极与第二快恢复功率二极管D8的阴极、高频变压器T4副边连接；第一快恢复功率二极管D1、D3、D5、D7的阴极相连后与输出滤波电感Lo的一端相连于点m。输出滤波电感Lo的另一端与输出滤波电容Co的正极相连，作为直流输出的正极。第二快恢复功率二极管D2、D4、D6、D8正极相连后与输出滤波电容Co的负极相连于点n，作为直流输出的负极。
然后对四相桥PWM隔离型直流变换主电路的工作过程进行分析。为分析简化，做以下假定。电路中所有开关器件均无惯性，开关状态更迭均瞬间完成。输出滤波电容Co足够大，无纹波出现。输出滤波电感Lo足够大，电流线性变化。高频变压器变比为1:1。直流输入电压为Ed，负载电流Io为I。
如图4所示，八个功率开关器件VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6、VT7、VT8的驱动信号分别为Ug1、Ug2、Ug3、Ug4、Ug5、Ug6、Ug7、Ug8。其中驱动信号Ug1、Ug5信号相同，同时开通同时关闭；驱动信号Ug3、Ug7信号相同；驱动信号Ug2、Ug6信号相同；驱动信号Ug4、Ug8信号相同。驱动信号Ug1、Ug2信号互补；驱动信号Ug3,Ug4信号互补。驱动信号Ug3、Ug1信号高电平时间相同，时间为DT。Ug1从信号周期初始时间即为高电平起始时间，Ug3则从半周期时刻为高电平的起始时间。其中，驱动信号的周期时间为T，DT<T/2。D为信号的占空比。
一个完整的周期内四相桥PWM电路可分为四种不同的工作状态，t0～t1、t1～t2、t2～t3、t3～t0。
t0～t1：功率开关器件VT1、VT4、VT5、VT8驱动信号Ug1、Ug4、Ug5、Ug8为高电平，功率开关器件VT2、VT3、VT6、VT7驱动信号Ug2、Ug3、Ug6、Ug7为低电平，A、B、C、D点的电势分别为Ed(直流输入电压)、0、Ed、0；电压UAB、UCD为正电平，幅值为Ed，电压UBC、UDA为负电平幅值为-Ed。经过高频变压器隔离后，变压器副边电压Uao、Uco为正电平，幅值为Ed；变压器副边电压Ubo、Udo为负电平，幅值为-Ed。电压Uab、Ucd为正电平，幅值为2Ed。电压Ubc、Uda为负电平，幅值为-2Ed。电压Umn为正电平，幅值为2Ed。第一桥臂平均电流IA、第三桥臂平均电流IC为I，第二桥臂平均电流IB、第四桥臂平均电流ID为-I。高频变压器副边电流I。输出滤波电感Lo电流IL增加，平均电流为I。
t1～t2：功率开关器件VT2、VT4、VT6、VT8驱动信号Ug2、Ug4、Ug6、Ug8为高电平，功率开关器件VT1、VT3、VT5、VT7驱动信号Ug1、Ug3、Ug5、Ug7为低电平，A、B、C、D点的电势都为0；电压UAB、UBC、UCD、UDA为零电平。经过高频变压器隔离后，变压器副边电压Uao、Ubo、Uco、Udo为零电平；电压Uab、Ubc、Ucd、Uda为零电平。电压Umn为零电平。IA、IB、IC、ID都为0(为方便分析，不考虑感作用)。快恢复二极管导通，变压器副边被快恢复二极管短路，变压器副边电流为0。输出滤波电感Lo电流IL减小，平均电流为I。
t2～t3：功率开关器件VT2、VT3、VT6、VT7驱动信号Ug2、Ug3、Ug6、Ug7为高电平，功率开关器件VT1、VT4、VT5、VT8驱动信号Ug1、Ug4、Ug5、Ug8为低电平，A、B、C、D点的电势分别为0、Ed、0、Ed；电压UBC、UDA为正电平，幅值为Ed，电压UAB、UCD为负电平幅值为-Ed。经过高频变压器隔离后，变压器副边电压Ubo、Udo为正电平，幅值为Ed；变压器副边电压Uao、Uco为负电平，幅值为-Ed。电压Ubc、Uda为正电平，幅值为2Ed。电压Uab、Ucd为负电平，幅值为-2Ed。电压Umn为正电平，幅值为2Ed。IA、IC平均电流为-I，IB、IC平均电流为I。输出滤波电感Lo电流IL增加，平均电流为I。
t3～t0：功率开关器件VT1、VT3、VT5、VT7驱动信号Ug1、Ug3、Ug5、Ug7为高电平，功率开关器件VT2、VT4、VT6、VT8驱动信号Ug2、Ug4、Ug6、Ug8为低电平，A、B、C、D点的电势都为Ed；电压UAB、UBC、UCD、UDA为零电平。经过高频变压器隔离后，变压器副边电压Uao、Ubo、Uco、Udo为零电平；电压Uab、Ubc、Ucd、Uda为零电平。电压Umn为零电平。电压Umn为零电平。IA、IB、IC、ID都为0。快恢复二极管导通，变压器副边被快恢复二极管短路，变压器副边电流为0。输出滤波电感Lo电流IL减小，平均电流为I。
经过实际一整个周期的工作得到PWM波形Umn，电压Umn在t0～t1、t2～t3时间段为高电平，幅值为2Ed，电压Umn在t1～t2、t3～t0时间段为零电平。
Umn的PWM波形经过输出滤波电感Lo、输出滤波电感Co滤波后得到直流输出电压Uo。Uo幅值约为2D*Ed。通过改变占空比D的大小，实现PWM方式调节输出电压Uo的目的。如图5所示，为输出电压与占空比的关系。其中，最大输出电压Um由变压器变比和输入电压Ed决定。
根据工作过程分析在不考虑变压器励磁电流的情况下，四个桥臂的工作电流IA、IB、IC、ID的平均电流约为I(I为负载电流)。
根据本发明设计的四相桥PWM隔离型直流变换主电路实现90KW的直流供电电源。电源通过市电整流得到高压直流母线电压作为PWM直流变换器的输入。设计中变压器变比采用2:1，额定输出电压为270V，额定输出电流达到330A，而且设计具有150％过载能力。
实施例二：
如图2所示为六相桥PWM隔离型直流变换主电路，通过六边形-星形高频变压器隔离。包括12个功率开关器件VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6、VT7、VT8、VT9、VT10、VT11、VT12，六个高频变压器T1、T2、T3、T4、T5、T6，12个快恢复功率二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12，一个输出滤波电感Lo和一个输出滤波电容Co。第一桥臂：第一功率开关器件VT1的发射极与第二功率开关器件VT2的集电极、高频变压器T1、T6的连接点相连；第二桥臂：第一功率开关器件VT3的发射极与第二功率开关器件VT4的集电极、高频变压器T1、T2的连接点相连；第三桥臂：第一功率开关器件VT5的发射极与第二功率开关器件VT6的集电极、高频变压器T2、T3的连接点相连；第四桥臂：第一功率开关器件VT7的发射极与第二功率开关器件VT8的集电极、高频变压器T3、T4的连接点相连；第五桥臂：第一功率开关器件VT9的发射极与第二功率开关器件VT10的集电极、高频变压器T4、T5的连接点相连；第六桥臂：第一功率开关器件VT11的发射极与第二功率开关器件VT12的集电极、高频变压器T5、T6的连接点相连。第一功率开关器件VT1、VT3、VT5、VT7、VT9、VT11的集电极连接后接入输入电源的正输入端；第二功率开关器件VT2、VT4、VT6、VT8、VT10、VT12的发射极连接后接入输入电源的负输入端。第一快恢复功率二极管D1的阳极与第二快恢复功率二极管D2的阴极、高频变压器T1副边连接；第一快恢复功率二极管D3的阳极与第二快恢复功率二极管D4的阴极、高频变压器T2副边连接；第一快恢复功率二极管D5的阳极与第二快恢复功率二极管D6的阴极、高频变压器T3副边连接；第一快恢复功率二极管D7的阳极与第二快恢复功率二极管D8的阴极、高频变压器T4副边连接；第一快恢复功率二极管D9的阳极与第二快恢复功率二极管D10的阴极、高频变压器T5副边连接；第一快恢复功率二极管D11的阳极与第二快恢复功率二极管D12的阴极、高频变压器T6副边连接。第一快恢复功率二极管D1、D3、D5、D7、D9、D11的阴极相连后与输出滤波电感Lo的一端相连。输出滤波电感Lo的另一端与输出滤波电容Co的正端相连，作为直流输出的正极。第二快恢复功率二极管D2、D4、D6、D8、D10、D12阳极相连后与输出滤波电容Co的负极相连，作为直流输出的负极。

Claims (5)

1.一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路，其特征在于：包括多路可控桥臂、多个隔离变压器、多组快恢复二极管，所述的可控桥臂的路数与隔离变压器的数量、快恢复二极管组数均与多相桥的相数相同，所述的隔离变压器原边采用首尾相接的连接方式，隔离变压器副边采用星形连接方式；可控桥臂包括第一功率开关器件和第二功率开关器件，且第一功率开关器件的发射极与第二功率开关器件的集电极、对应隔离变压器原边输入端相连，所有可控桥臂中的第一功率开关器件的集电极连接输入电源的正输入端，所有可控桥臂中的第二功率开关器件的发射极连接输入电源的负输入端；每个隔离变压器副边输出端接与之对应的第一快恢复二极管的阳极和第二快恢复二极管的阴极，所有第一快恢复二极管的阴极与输出滤波电感的一端相连，输出滤波电感的另一端与输出滤波电容的正极相连，作为直流输出的正极；所有第二快恢复二极管的阳极与输出滤波电容的负极相连作为直流输出的负极。
2.根据权利要求1所述的一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路，其特征在于：多相桥的相数为2N，其中N为不小于2的整数。
3.根据权利要求2所述的一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路，其特征在于：所有奇数相可控桥臂上的第一功率开关器件上的驱动信号相同，所有奇数相可控桥臂上的第二功率开关器件上的驱动信号相同，所有偶数相可控桥臂上的第一功率开关器件上的驱动信号相同，所有偶数相可控桥臂上的第二功率开关器件上的驱动信号相同，同一个可控桥臂上的第一功率开关器件与第二功率开关器件互补工作；奇数相可控桥臂上的第一功率开关器件的开通时间与偶数相可控桥臂上的第一功率开关器件的开通时间相同且均小于半个周期。
4.根据权利要求2所述的一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路，其特征在于：所述的功率开关器件包括一个全控器件、一个反并联二极管和一个与全控器件并联的谐振电容。
5.根据权利要求4所述的一种多相桥倍流式PWM隔离型直流变换电路，其特征在于：所述的输入电源的两端并联有滤波电容。
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