CN106655761B - 一种高增益升压直流变换器 - Google Patents

一种高增益升压直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高增益升压直流变换器，包括直流电压源、可控开关、负载及n个电容‑电感‑二极管CLD单元；各个CLD单元中的电容的第一端与电感的第一端连接，电感的第二端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与电容的第二端连接；各个第一二极管的阴极均与可控开关的第一端连接；各个电容串联；直流电压源的正极与第1个CLD单元中的电容的第一端连接，其负极分别与负载的第一端和可控开关的第二端连接，负载的第二端与第n个CLD单元的电容的第二端连接，可控开关的控制端接脉冲信号；该变换器的电压增益为1/(1‑d)n，其中，d为可控开关的导通占空比。本发明的电路结构简单、灵活，易于实现。

Description

一种高增益升压直流变换器
技术领域
本发明涉及直流变换器技术领域，特别是涉及一种高增益升压直流变换器。
背景技术
随着光伏发电和电池储能***的发展和普及，高增益升压直流变换器的应用越来越广泛。目前，常见的的高增益升压直流变换器是利用耦合电感来实现的，但是，由于耦合电感在漏感和电阻损耗方面很难控制，使得耦合电感的设计复杂，并且当耦合电感的原副线圈具有较高的匝数比时，耦合电感的设计会更加复杂。
请参照图1，图1为现有的一种带耦合电感的高增益直流变换器的结构示意图。现有技术中的高增益直流变换器中采用了耦合电感、电感线圈L1和电感线圈Lr，并且该高增益直流变换器的电压增益为2(2+N)/(1-d)2，其中，N为耦合电感的副边(n2)与原边(n1)的匝数比，d为可控开关Q的导通占空比。由上述可知，当开关管Q的导通占空比一定时，现有技术中的高增益直流变换器的电压增益与耦合电感的原副线圈的匝数比有关，且根据耦合电感本身的缺点可知耦合电感的原副线圈的匝数比越高其设计就越复杂，又因为耦合电感、电感线圈L1和电感线圈Lr的类型不同使得电路设计更加复杂，最终导致现有技术中的高增益直流变换器的电路结构复杂、不易实现。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的高增益升压直流变换器成为本领域的技术人员需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种高增益升压直流变换器，本发明将电路结构模块化，使电路的结构简单、灵活，易于实现。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种高增益升压直流变换器，包括直流电压源、可控开关、负载以及n个电容-电感-二极管单元，即CLD单元，n为不小于2的整数，每个所述CLD单元均包括电容、电感、第一二极管和第二二极管，其中：
各个所述CLD单元中的所述电容的第一端与所述电感的第一端连接，所述电感的第二端分别与所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阳极连接，所述第二二极管的阴极与所述电容的第二端连接；各个所述CLD单元中的各个所述第一二极管的阴极同时与所述可控开关的第一端连接；各个所述CLD单元中的各个所述电容串联；所述直流电压源的正极与第1个所述CLD单元中的所述电容的第一端连接，所述直流电压源的负极分别与所述负载的第一端和所述可控开关的第二端连接，所述负载的第二端与第n个所述CLD单元的所述电容的第二端连接，所述可控开关的控制端接脉冲信号；所述高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，其中，d为所述可控开关的导通占空比。
优选的，所述可控开关为NMOS，所述NMOS的漏极作为所述可控开关的第一端，所述NMOS的源极作为所述可控开关的第二端，所述NMOS的栅极作为所述可控开关的控制端。
优选的，所述可控开关为PMOS，所述PMOS的源极作为所述可控开关的第一端，所述PMOS的漏极作为所述可控开关的第二端，所述PMOS的栅极作为所述可控开关的控制端。
优选的，各个所述CLD单元中的各个所述电容为容值不同的电容。
优选的，所述第1个CLD单元中的电容的容值最大，其耐压值最低；所述第n个CLD单元中的电容的容值最小，其耐压值最大。
优选的，各个所述CLD单元中的各个所述电感均工作于电流连续模式。
优选的，各个所述CLD单元中的各个所述电感中的一个或多个所述电感工作于电流断续模式。
优选的，各个所述CLD单元中的各个所述电感均工作于电流断续模式。
优选的，如上所述的高增益升压直流变换器，所述n为3。
本发明提供了一种高增益升压直流变换器，包括直流电压源、可控开关、负载以及n个CLD单元，n为不小于2的整数，每个CLD单元均包括电容、电感、第一二极管和第二二极管，其中，各个CLD单元中的电容的第一端与电感的第一端连接，电感的第二端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与电容的第二端连接；各个CLD单元中的各个第一二极管的阴极同时与可控开关的第一端连接；各个CLD单元中的各个电容串联；直流电压源的正极与第1个CLD单元中的电容的负极连接，直流电压源的负极分别与负载的第一端和可控开关的第二端连接，负载的第二端与第n个CLD单元的电容的正极连接，可控开关的控制端接脉冲信号；所述高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，其中，d为所述可控开关的导通占空比。
本发明中的n个CLD单元的结构类型相同，各个CLD单元中的电感、第一二极管和第二二极管用于改变相应的电容的电压，并且各个CLD单元中的电容串联后与直流电压源串联，使该高增益升压直流变换器的输出电压为各个电容的电压与直流电压源的电压之和，并且该高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，可见当可控开关的导通占空比一定时，本发明所提供的高增益升压直流变换器的电压增益与CLD单元的个数n有关，可以根据实际情况灵活设定n的具体数值。本发明所提供的高增益升压直流变换器在实现了高增益升压的基础上，将电路结构模块化，使电路的结构简单、灵活，易于实现。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有的一种带耦合电感的高增益直流变换器的结构示意图；
图2为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器的结构示意图；
图3为本发明所提供的高增益升压直流变换器中的电感工作在电流连续模式下的关键电流波形图；
图4为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关导通时的工作模态；
图5为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关关断且所有电感工作在电流连续模式下的工作模态；
图6为本发明所提供的高增益升压直流变换器中的某一个电感工作于电流断续模式下的关键电流波形图；
图7为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关关断且只有一个电感工作在电流断续模式下的工作模态；
图8为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关关断且所有电感均工作在电流断续模式下的工作模态。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种高增益升压直流变换器，本发明将电路结构模块化，使电路的结构简单、灵活，易于实现。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参照图2，图2为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器的结构示意图。该高增益升压直流变换器包括直流电压源1、可控开关2、负载3以及n个CLD单元4，n为不小于2的整数，每个CLD单元4均包括电容41、电感42、第一二极管43和第二二极管44，其中：
各个CLD单元4中的电容41的第一端与电感42的第一端连接，电感42的第二端分别与第一二极管43的阳极和第二二极管44的阳极连接，第二二极管44的阴极与电容41的第二端连接；各个CLD单元4中的各个第一二极管43的阴极同时与可控开关2的第一端连接；各个CLD单元4中的各个电容41串联；直流电压源1的正极与第1个CLD单元中的电容41的第一端连接，直流电压源1的负极分别与负载3的第一端和可控开关2的第二端连接，负载3的第二端与第n个CLD单元的电容41的第二端连接，可控开关2的控制端接脉冲信号；所述高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，其中，d为所述可控开关2的导通占空比。
具体的，如图2所示，本发明所提供的高增益升压直流变换器中包括n个CLD单元4，并且各个CLD单元4的结构和类型相同。各个CLD单元4中的电感42、第一二极管43和第二二极管44用于改变相应的电容41的电压，并且各个CLD单元4中的电容41串联后与直流电压源1串联，使该高增益升压直流变换器的输出电压V0为各个电容41的电压与直流电压源1的电压之和，并且该高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，可见当可控开关2的导通占空比一定时，本发明所提供的高增益升压直流变换器的电压增益与CLD单元4的个数n有关，并且n越大该高增益升压直流变换器的电压增益也就越大，其中n的具体数值可以根据实际情况而定，使得高增益升压直流变换器的结构更加灵活。
需要说明的是，脉冲信号用于控制可控开关2的导通与关断，当可控开关2导通时，各个CLD单元4中的第一二极管43均导通，第二二极管44均截止，此时每个CLD单元4中的电感42的电流均增大。假设n个CLD单元4中的一个CLD单元4为第k个CLD单元(如图2中中间的CLD单元所示)，则第k个CLD单元中的电容41同时给负载3和第k+1个CLD单元至第n个CLD单元中的电感42供电，其中k大于1小于等于n；当可控开关2关断时，各个CLD单元4中的第一二极管43均截止，第二二极管44依据与其相应的电感42的工作模式导通或截止，并且当第二二极管44导通时，各个CLD单元4中的电感42通过相应的第二二极管44同时给相应的电容41和负载3供电，电感42中的电流线性下降。
作为优选的，可控开关2为NMOS 21，NMOS 21的漏极作为可控开关2的第一端，NMOS21的源极作为可控开关2的第二端，NMOS 21的栅极作为可控开关2的控制端。
具体的，本申请中的高增益升压直流变换器中的可控开关2优选的为NMOS 21，当然，不仅限于采用NMOS 21，还可以采用其他类型的可控开关2，本发明在此不做特殊的限定。
需要说明的是，电感42的工作模式有两种，一种是工作于电流连续模式，另一种是工作于电流断续模式。
作为优选的，各个CLD单元4中的各个电感42均工作于电流连续模式。
请参照图3，图3为本发明所提供的高增益升压直流变换器中的电感工作在电流连续模式下的关键电流波形图。各个CLD单元4中的所有电感42均工作于电流连续模式，则图6中的vgs为脉冲信号，i41为各个电容41的电流，i42为各个电感42的电流，i43为各个第一二极管43的电流，i44为各个第二二极管44的电流，is为NMOS 21(可控开关2)中的电流，该电流等于各个电感42的电流之和。
如图3所示，在t0～t1阶段，脉冲信号vgs为高电平，故此时NMOS 21导通，各个CLD单元4中的第一二极管43均导通，第二二极管44均截止(i44的电流为零)。此时每个CLD单元4中的电感42的电流(i42)均增大，并且第一二极管43的电流(i43)与电感42电流(i42)相同。假设n个CLD单元4中的一个CLD单元4为第k个CLD单元，则第k个CLD单元中的电容41同时给负载3和第k+1个CLD单元至第n个CLD单元中的电感42供电，其中k大于1小于等于n；NMOS 21中的电流(i2)为n个CLD单元4中所有电感42电流之和，此时高增益升压直流变换器的工作模态如图4所示，即图4为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关导通时的工作模态。如图4所示，其中，实线表示通路，虚线表示断路，I0为负载3中的电流，iL1为第1个CLD单元中的电感42的电流，iLk为第k个CLD单元中的电感42的电流，iLn为第n个CLD单元中的电感42的电流。
在t1～t2阶段，脉冲信号vgs为低电平，故此时NMOS 21截止，各个CLD单元4中的第一二极管43均截止，第二二极管44均导通，电感42通过相应的第二二极管44同时给相应的电容41和负载3供电，此时电感42中的电流(i42)线性下降，并且在可控开关2再次导通之前电感42中的电流并不会下降至零，故此时各个第二二极管44均一直导通，直至可控开关2再次导通，此时高增益升压直流变换器的工作模态如图5所示，即图5为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关关断且所有电感工作在电流连续模式下的工作模态。如图5所示，其中，实线表示通路，虚线表示断路，I0为负载3中的电流，iL1为第1个CLD单元中的电感42的电流，iLk为第k个CLD单元中的电感42的电流，iLn为第n个CLD单元中的电感42的电流。
作为优选的，各个CLD单元4中的各个电感42中的一个或多个电感42工作于电流断续模式。
请参照图6，图6为本发明所提供的高增益升压直流变换器中的某一个电感工作于电流断续模式下的关键电流波形图。某一CLD单元4中的电感42工作于电流断续模式，则图6中的vgs为脉冲信号，i41’为该CLD单元4中的电容41的电流，i42’为该CLD单元中的电感42的电流，i43’为该CLD单元4中的第一二极管43的电流，i44’为该CLD单元4中的第二二极管44的电流，is为NMOS 21(可控开关2)中的电流，该电流等于各个CLD单元4中的各个电感42的电流之和。
需要说明的是，当n个CLD单元4中有一个CLD单元4的电感42工作于电流断续模式时，例如第k个CLD单元中的电感42工作于电流断续模式，且其他n-1个CLD单元4中的电感42均工作于电流连续模式，如图6所示在t0～t1阶段，脉冲信号为高电平，NMOS 21导通，此时第k个CLD单元中的第一二极管43导通，第二二极管44截止，该CLD单元4中的电感42的电流从零开始呈线性上升，并且该CLD单元4中的电容41同时给负载3和第k+1个CLD单元至第n个CLD单元的电感42供电，其他n-1个CLD单元4中的各个第一二极管43均导通且各个第二二极管44均截止，各个电感42中的电流从某一值开始线性上升，此时，高增益升压直流变换器的工作模态依旧如图4所示；在t1～t2阶段，脉冲信号为低电平，NMOS 21关断，此时，第k个CLD单元中的第一二极管43截止，第二二极管44导通，并且该CLD单元4中的电感42经第二二极管44同时给该CLD单元4中的电容41和负载3供电，该电感42中的电流线性下降直至下降至零为止，并且当该电感42中的电流下降至零时该CLD单元4中的第二二极管44截止，在t2～t3阶段，第k个CLD单元中的电感42的电流依旧为零，并且此时该CLD单元4中的第一二极管43和第二二极管44均截止，该CLD单元4中的电容41为负载3供电；在t1～t3阶段，NMOS 21关断时，其他的n-1个CLD单元4中的各个第一二极管43截止、各个第二二极管44导通，并且各个电感42的电流称线性下降，并且在可控开关2再次导通之前电感42中的电流并不会下降至零。由上述可知，在t1～t2阶段，高增益升压直流变换器的工作模态依旧如图5所示；在t2～t3阶段，高增益升压直流变换器的工作模态如图7所示，图7为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关关断且只有一个电感工作在电流断续模式下的工作模态。
还需要说明的是，本申请中只列举了当只有一个CLD单元4中的电感42工作于电流断续模式下时高增益升压直流变换器的工作模态。当然，工作于电流断续模式下电感42不仅限于一个，还可以是多个，本发明在此不做特殊的限定，能实现本发明的目的即可。
作为优选的，各个CLD单元4中的各个电感42均工作于电流断续模式。
需要说明的是，当n个CLD单元4中的各个电感42均工作于电流断续模式时，如图6所示在t0～t1阶段，脉冲信号为高电平，NMOS 21导通，此时n个CLD单元4中的各个第一二极管43均导通，第二二极管44均截止，并且各个电感42中的电流均从零开始线性上升，此时，高增益升压直流变换器的工作模态依旧如图4所示；在t1～t2阶段，脉冲信号为低电平，NMOS21关断，此时n个CLD单元4中的各个第一二极管43截止，各个第二二极管44导通，并且各个电感42经相应的第二二极管44同时给相应的CLD单元4中的电容41和负载3供电，各个电感42中的电流线性下降直至下降至零为止，并且当该电感42中的电流下降至零时该CLD单元4中的第二二极管44截止，此阶段高增益升压直流变换器的工作模态依旧如图5所示；在t2～t3阶段，各个CLD单元4中的电感42的电流依旧为零，并且此时各个CLD单元4中的各个第一二极管43和各个第二二极管44均截止，各个CLD单元4中的各个电容41为负载3供电，此阶段高增益升压直流变换器的工作模态如图8所示，图8为本发明所提供的一种高增益升压直流变换器在可控开关关断且所有电感均工作在电流断续模式下的工作模态。
作为优选的，可控开关2为PMOS，PMOS的源极作为可控开关2的第一端，PMOS的漏极作为可控开关2的第二端，PMOS的栅极作为可控开关2的控制端。
需要说明的是，本发明中的可控开关2不仅可以采用NMOS 21还可以采用PMOS。当然，还可以采用其他类型的可控开关2，例如三极管，本发明在此不做特殊的限定，能实现本发明的目的即可。
作为优选的，各个CLD单元4中的各个电容41为容值不同的电容41。
需要说明的是，在实际应用中各个CLD单元4中的各个电容41可以选择容值不同的电容，当然也可以选择容值相同的电容，本发明在此不做特殊的限定，能实现本发明的目的即可。
作为优选的，第1个CLD单元中的电容41的容值最大，其耐压值最低；则，第n个CLD单元中的电容41的容值最小，其耐压值最大。
需要说明的是，本发明中的各个电容41优选为容值不同的电容41，由于本发明中输出电压V0主要依据第n个CLD单元中的电容41的电压，故第n个CLD单元中的电容41的耐压值应用是最大的，容值可以是最小的，而第1个CLD单元中的电容41的容值最大，其耐压值最低，并且从第1个CLD单元中的电容41到第n个CLD单元中的电容41的耐压值逐渐增大，容值逐渐减小。
作为优选的，如上的高增益升压直流变换器，n为3。
当然，n不仅可以为3，还可以为其他的数值，n的具体数值可以根据实际情况来定，本发明在此不做特殊的限定，能实现本发明的目的即可。
本发明提供了一种高增益升压直流变换器，包括直流电压源、可控开关、负载以及n个CLD单元，n为不小于2的整数，每个CLD单元均包括电容、电感、第一二极管和第二二极管，其中，各个CLD单元中的电容的第一端与电感的第一端连接，电感的第二端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与电容的第二端连接；各个CLD单元中的各个第一二极管的阴极同时与可控开关的第一端连接；各个CLD单元中的各个电容串联；直流电压源的正极与第1个CLD单元中的电容的负极连接，直流电压源的负极分别与负载的第一端和可控开关的第二端连接，负载的第二端与第n个CLD单元的电容的正极连接，可控开关的控制端接脉冲信号；所述高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，其中，d为所述可控开关的导通占空比。
本发明中的n个CLD单元的结构类型相同，各个CLD单元中的电感、第一二极管和第二二极管用于改变相应的电容的电压，并且各个CLD单元中的电容串联后与直流电压源串联，使该高增益升压直流变换器的输出电压为各个电容的电压与直流电压源的电压之和，并且该高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，可见当可控开关的导通占空比一定时，本发明所提供的高增益升压直流变换器的电压增益与CLD单元的个数n有关，可以根据实际情况灵活设定n的具体数值。本发明所提供的高增益升压直流变换器在实现了高增益升压的基础上，将电路结构模块化，使电路的结构简单、灵活，易于实现。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种高增益升压直流变换器，其特征在于，包括直流电压源、可控开关、负载以及n个电容-电感-二极管单元，即CLD单元，n为不小于2的整数，每个所述CLD单元均包括电容、电感、第一二极管和第二二极管，其中：
各个所述CLD单元中的所述电容的第一端与所述电感的第一端连接，所述电感的第二端分别与所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阳极连接，所述第二二极管的阴极与所述电容的第二端连接；各个所述CLD单元中的各个所述第一二极管的阴极同时与所述可控开关的第一端连接；各个所述CLD单元中的各个所述电容串联；所述直流电压源的正极与第1个所述CLD单元中的所述电容的第一端连接，所述直流电压源的负极分别与所述负载的第一端和所述可控开关的第二端连接，所述负载的第二端与第n个所述CLD单元的所述电容的第二端连接，所述可控开关的控制端接脉冲信号；所述高增益升压直流变换器的电压增益为1/(1-d)n，其中，d为所述可控开关的导通占空比；
其中，各个所述电容同向串联。
2.根据权利要求1所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，所述可控开关为NMOS，所述NMOS的漏极作为所述可控开关的第一端，所述NMOS的源极作为所述可控开关的第二端，所述NMOS的栅极作为所述可控开关的控制端。
3.根据权利要求1所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，所述可控开关为PMOS，所述PMOS的源极作为所述可控开关的第一端，所述PMOS的漏极作为所述可控开关的第二端，所述PMOS的栅极作为所述可控开关的控制端。
4.根据权利要求1所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，各个所述CLD单元中的各个所述电容为容值不同的电容。
5.根据权利要求4所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，所述第1个CLD单元中的电容的容值最大，其耐压值最低；所述第n个CLD单元中的电容的容值最小，其耐压值最大。
6.根据权利要求5所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，各个所述CLD单元中的各个所述电感均工作于电流连续模式。
7.根据权利要求5所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，各个所述CLD单元中的各个所述电感中的一个或多个所述电感工作于电流断续模式。
8.根据权利要求5所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，各个所述CLD单元中的各个所述电感均工作于电流断续模式。
9.根据权利要求1-8任意一项所述的高增益升压直流变换器，其特征在于，所述n为3。
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