CN106571634A - 一种数字化三相***功率因数校正装置及校正方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种数字化三相***功率因数校正装置及校正方法。包括功率因数校正主电路、PFC控制器、PFC驱动器以及LCD显示屏；所述功率因数校正主电路包括LCL三相滤波器、三相六开关全桥整流电路、直流滤波电容；所述PFC控制器包括模拟电压和电流信号采集模块、算法处理模块及数字调制脉冲输出模块；所述算法处理模块，采用数字化方式实现全解耦控制，所述数字调制脉冲输出模块，根据所述算法处理模块的输出结果，采用数字化的脉冲宽度调制方法产生空间矢量调制脉冲，完成三相六开关的驱动。本发明功率因数高、输入电流谐波畸变小、效率高，能实现功率的双向传递，适用于大功率场合。

Description

一种数字化三相***功率因数校正装置及校正方法
技术领域
本发明涉及三相***功率因数校正领域，特别是涉及一种数字化三相***功率因数校正装置及方法。
背景技术
现代工业中，大型直流电机电源、弧焊电源、航空蓄电池充电电源等等，对大功率功率因数校正(PFC)的需求越来越大，因此大功率三相PFC成为近年来的研究热点。三相PFC的基本拓扑包括三相单开关PFC拓扑、三相双开关PFC拓扑、三相三开关PFC拓扑、三相六开关PFC拓扑及三相多电平整流拓扑。其中三相六开关升压型PFC拓扑以其输入电流的谐波畸变小、功率因数高、效率高、能实现功率的双向传递等特点成为目前大容量三相PFC拓扑的首选。
从控制机理来说，难点在于三相电气量之间的解耦，由于三相耦合的原因，任何一相输入电流都无法单独控制为正弦波形，因此，从解耦观点来看，可分为不解耦、部分解耦、全解耦三种方式，其中典型的全解耦方式为空间矢量解耦。
在众多的电路拓扑和控制方式中，采用全解耦的三相六开关高频PWM整流器在电路拓扑和控制效果两个方面都有不错的表现，是目前学术界公认的最有前途的大容量三相直流供电***解决方案，但由于控制算法比较复杂，尚未在完全意义上进入商品化阶段。
PFC的模拟控制方法简单直接，但是控制电路的元器件较多，电路适应性差，容易受到噪声的干扰，而且调试比较费力。若采用模拟PFC校正芯片来实现有源功率因数校正，则该PFC校正***不便于与其他控制***进行协调控制。而数字控制***具有高度集成化的控制电路、精确的控制精度以及稳定的工作性能，随着数字控制技术的进一步发展及数字控制芯片的出现，在功率因数校正应用中使用数字控制已成为发展趋势，采用高速数字信号处理器实现控制算法能够显著提高控制电路的可靠性，减少温度、湿度、振动等外界环境对控制电路的影响。
发明内容
本发明提出一种数字化三相***功率因数校正装置及校正方法，具有功率因数高、输入电流谐波畸变小、效率高，能实现功率的双向传递，适用于大功率场合的优点。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种数字化三相***功率因数校正装置，包括功率因数校正主电路、PFC控制器、PFC驱动器以及LCD显示屏；所述功率因数校正主电路包括LCL三相滤波器、三相六开关全桥整流电路、直流滤波电容；所述LCL三相滤波器的三相输入端连接电网的三相电压，LCL三相滤波器的三相输出端与三相六开关全桥整流电路交流侧的三相输入端连接，所述三相六开关全桥整流电路直流侧输出端连接直流滤波电容和负载；所述PFC控制器包括模拟电压和电流信号采集模块、算法处理模块及数字调制脉冲输出模块；所述模拟电压和电流信号采集模块，采集所述功率因数校正装置的输入电压、输入电流以及输出电压信号；所述算法处理模块，采用数字化方式实现全解耦控制，所述数字调制脉冲输出模块，根据所述算法处理模块的输出结果，采用数字化的脉冲宽度调制方法产生空间矢量调制脉冲，完成三相六开关的驱动。
进一步，所述算法处理模块由DSP处理器实现；所述数字调制脉冲输出模块采用空间矢量调制方法实现。
本发明还提出一种三相***功率因数校正方法，包括如下步骤：
A、采样三相输入电压ea、eb、ec和三相输入电流ia、ib、ic，将三相输入电压从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系，得到实际的电压有功分量ed和电压无功分量eq；将三相输入电流从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系，得到实际的电流有功分量id和电流无功分量iq；
B、采样直流侧直流滤波电容C的电压vdc，将直流滤波电容C的电压vdc与直流侧电压参考值v* dc进行比较，并进行比例-积分调节，得到有功电流的给定值i* d；
C、将有功电流的给定值i* d与实际的电流有功分量id进行比较，并进行比例-积分调节，然后将比例-积分调节结果与电压有功分量ed相加，并进行解耦运算，得到整流器需要输出的d轴电压分量vd；
D、将无功电流分量的给定值i* q设为i* q＝0，将无功电流分量的给定值i* q与实际的电流无功分量iq进行比较，并进行比例-积分调节，然后将比例-积分调节结果与电压无功分量eq相加，并进行解耦运算，得到整流器需要输出的q轴电压分量vq；
E、将整流器需要输出的d轴电压分量vd和q轴电压分量vq进行PARK反变换，得到在两相静止坐标系下的电压分量vα和vβ。
进一步，所述三相输入电压、三相电流从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系的步骤中，先从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系，再从两相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系，即先进行Clark变换，再进行Park变换。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于，本发明采用数字化的功率因数校正技术，包括控制策略的数字化和PWM调制方法的数字化，数字控制温度漂移小，稳定性好，***可靠性高且易于标准化，可以有效提高电源一致性，克服模拟控制带来的产品性能分散性。本发明具有输入电流的谐波畸变小、功率因数高，理论可达0.99以上，效率高，能实现功率的双向传递，适用于大功率场合等优点
附图说明
图1是本发明实施例三相***功率因数校正装置结构框图；
图2是本发明实施例PFC控制器硬件框图；
图3是本发明实施例全解耦控制方法结构框图。
具体实施方式
容易理解，依据本发明的技术方案，在不变更本发明的实质精神的情况下，本领域的一般技术人员可以想象出本发明数字化三相***功率因数校正装置及方法的多种实施方式。因此，以下具体实施方式和附图仅是对本发明的技术方案的示例性说明，而不应当视为本发明的全部或者视为对本发明技术方案的限制或限定。
本实施例的三相***功率因数校正装置结构框图如图1所示，三相***功率因数校正装置包括功率因数校正主电路2、PFC控制器4(功率因数校正数字控制器)、PFC驱动器5及LCD显示屏6。功率因数校正主电路2包括LCL滤波器11、三相六开关全桥整流电路12和直流滤波电容13。
所述功率因数校正主电路2连接电网1和负载3；其中，所述LCL三相滤波器11的三相输入端连接电网1的三相电压，LCL三相滤波器11的三相输出端与三相六开关全桥整流电路12交流侧的三相输入端连接，所述三相六开关全桥整流电路12直流侧输出端连接直流滤波电容13和负载3。
所述电网1的电压信号和电流信号连接至PFC控制器4的采样端口；所述功率因数校正主电路2输出的电压信号连接至PFC控制器4的采样端口；所述PFC控制器4的SVPWM(空间电压矢量调制)脉冲信号连接PFC驱动器5；所述PFC驱动器5连接三相六开关全桥整流电路12的六个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6的驱动端；所述PFC控制器4连接LCD显示屏6。
所述PFC控制器4完成模拟量采集、算法处理和产生SVPWM脉冲，所述PFC驱动器5完成三相六开关管的驱动，所述LCL滤波器11用于谐波电流抑制，所述LCD液晶显示屏6用于人机交互，实时显示被控量，监视设备运行状态。
所述PFC控制器4完成模拟量输入、算法处理和数字调制脉冲输出等一系列采样、存储、运算、变换、控制等功能，这要求控制电路既要具备较高的实时性以获取快速动态响应能力，又需要较高的滤波性能有效提取工频电流同时滤除调制波的干扰，提高网侧输入电流的正弦性。前者需要快速运算能力，后者需要滤波电路具有较陡的过渡带和较为平坦的通频带同时ADC采样电路需要具备较高的数据吞吐率。考虑到控制、运算的快速性和精确性拟选择Ti的C2000系列TMS320F28335为算法处理和控制芯片，所述PFC控制器4的硬件框图如图2所示，FPGA22用于实现信号控制，DSP21用于实现算法处理模块，ADC23用于实现信号采集模块，PWM电平变换输出模块25用于实现数字调制脉冲输出模块；FPGA22负责接收DSP21发送的启动采样命令，控制ADC23启动采样和数据转换，并在转换结束后依次读取ADC23的六路转换结果，送给DSP21处理，同时控制LCD显示屏6完成重要电气量的显示。DSP21作为整个***的运算和控制核心，始终运行在故障监控状态，在无故障条件下通过定时中断完成数据准备、算法处理和脉冲宽度计算，通过ePWM模块产生6路SVPWM波形至PWM(脉冲宽度调制)电平变换输出模块25，驱动三相全桥六个开关的动作行为，参数存储模块26用于初始化控制参数的存储，数据存储模块27用于控制参量波形的存储，串口输出模块28和29用于人机交互，方便修改控制参数及显示控制参量波形的显示。
可以将本发明三相***功率因数校正装置看做一个完整的整流器，由于在三相静止坐标系下电压之间和电流之间存在耦合，通过坐标变换将三相静止坐标系转换成两相静止坐标系，再变换到以电网电压基波频率同步速旋转的两相旋转坐标系上，经过坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦量就转化为两相旋转坐标系中的直流量，d轴电流为***输入的有功电流，q轴电流为***输入的无功电流，通过引入电流有功分量id、电流无功分量iq的前馈补偿解耦控制实现对整流器输出端的d轴电压分量vd、q轴电压分量vq的单独控制，实现整流器网侧有功和无功分量的无耦合单独控制，从而简化了控制***设计，实现了三相到两相的全解耦设计，可以对电网电流的有功和无功分量分别独立调节，获得任意需要的功率因数。
全解耦控制方法就是通过坐标变换把三相静止坐标系下的控制方程变换到两相同步旋转坐标系下的控制方程；
基于两相同步旋转坐标系下的控制方程如式(1)、式(2)所示：
上式中，L为LCL滤波器的电感，t为时间，eq为电网q轴电势，ed为电网d轴电势。
当电流调节器采用PI调节器时，对式(1)、式(2)变形如下：
式中，KiP、KiI为电流内环比例调节增益和积分调节增益，为电流指令值。把式(3)、式(4)带入式(1)、式(2)并化简后可得：
式(5)表明，基于同步旋转坐标系的全解耦控制算法使三相VSR电流内环(id,iq)实现了解耦控制，其控制结构框图如图3所示。
全解耦控制方法的思想为：整个全解耦控制电路包括电压控制器和电压反馈构成的电压外环和电流控制器和电流反馈构成的电流内环。给定的直流侧电压参考值和实际输出电压进行比较之后，经过电压外环PI调节器得到有功电流指令其值决定有功功率的大小，符号决定有功功率的流向。为了实现单位功率因数，设定无功功率电流给定值为经与主电路实际电流相比较，经过电流环PI调节器得到指令电压，再经过电网电压和电感电压的交叉分量前馈补偿，得到电压指令最后经过两相静止坐标系的转换，得到空间电压矢量调制(SVPWM)，得到控制功率开关管的控制脉冲，从而达到控制电流为正弦波且与电压同相位的目的。
全解耦控制方法包括以下步骤：
A、采样三相输入电压ea、eb、ec和三相输入电流ia、ib、ic，将三相输入电压从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系，先进入Clark变换模块31进行Clark变换，再进如Park变换模块32进行Park变换，得到实际的电压有功分量ed和电压无功分量eq；将三相输入电流从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系，先进入Clark变换模块32进行Clark变换，再进入Park变换模块34进行Park变换，得到实际的电流有功分量id和电流无功分量iq；Clark变换是从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系，Park变换是从两相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系；
B、采样直流侧直流滤波电容C的电压udc，将直流滤波电容C的电压vdc与直流侧电压参考值v* dc进行比较，并通过比例-积分调节器35，得到有功电流的给定值i* d；
C、将有功电流的给定值i* d与实际的电流有功分量id进行比较，并通过比例-积分调节器36，然后将比例-积分调节结果与电压有功分量ed相加，并进行解耦运算，得到整流器需要输出的d轴电压分量vd；
D、将无功电流分量的给定值i* q设为i* q＝0，将无功电流分量的给定值i* q与实际的电流无功分量iq进行比较，并通过比例-积分调节器37，然后将比例-积分调节结果与电压无功分量eq相加，并进行解耦运算，得到整流器需要输出的q轴电压分量vq；
E、将整流器需要输出的d轴电压分量vd和q轴电压分量vq进行PARK反变换，得到在两相静止坐标系下的电压分量vα和vβ。
电压分量vα和vβ送给SVPWM模块39(空间矢量调制脉冲)，由SVPWM模块39输出的开关驱动信号经PFC驱动器5后控制三相六开关全桥整流电路12开关管的工作，以控制三相***功率因数校正装置的输出直流电压及网侧功率因数。

Claims (5)

1.一种数字化三相***功率因数校正装置，其特征在于，包括功率因数校正主电路、PFC控制器、PFC驱动器以及LCD显示屏；
所述功率因数校正主电路包括LCL三相滤波器、三相六开关全桥整流电路、直流滤波电容；所述LCL三相滤波器的三相输入端连接电网的三相电压，LCL三相滤波器的三相输出端与三相六开关全桥整流电路交流侧的三相输入端连接，所述三相六开关全桥整流电路直流侧输出端连接直流滤波电容和负载；
所述PFC控制器包括模拟电压和电流信号采集模块、算法处理模块及数字调制脉冲输出模块；所述模拟电压和电流信号采集模块，采集所述功率因数校正装置的输入电压、输入电流以及输出电压信号；所述算法处理模块，采用数字化方式实现全解耦控制，所述数字调制脉冲输出模块，根据所述算法处理模块的输出结果，采用数字化的脉冲宽度调制方法产生空间矢量调制脉冲，完成三相六开关的驱动。
2.根据权利要求1所述数字化三相***功率因数校正装置，其特征在于，所述算法处理模块由DSP处理器实现。
3.根据权利要求1所述数字化三相***功率因数校正装置，其特征在于，所述数字调制脉冲输出模块采用空间矢量调制方法实现。
4.一种三相***功率因数校正方法，其特征在于，包括如下步骤：
A、采样三相输入电压ea、eb、ec和三相输入电流ia、ib、ic，将三相输入电压从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系，得到实际的电压有功分量ed和电压无功分量eq；将三相输入电流从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系，得到实际的电流有功分量id和电流无功分量iq；
B、采样直流侧直流滤波电容C的电压vdc，将直流滤波电容C的电压vdc与直流侧电压参考值v* dc进行比较，并进行比例-积分调节，得到有功电流的给定值i* d；
C、将有功电流的给定值i* d与实际的电流有功分量id进行比较，并进行比例-积分调节，然后将比例-积分调节结果与电压有功分量ed相加，并进行解耦运算，得到整流器需要输出的d轴电压分量vd；
D、将无功电流分量的给定值i* q设为i* q＝0，将无功电流分量的给定值i* q与实际的电流无功分量iq进行比较，并进行比例-积分调节，然后将比例-积分调节结果与电压无功分量eq相加，并进行解耦运算，得到整流器需要输出的q轴电压分量vq；
E、将整流器需要输出的d轴电压分量vd和q轴电压分量vq进行PARK反变换，得到在两相静止坐标系下的电压分量vα和vβ。
5.根据权利要求4所述三相***功率因数校正方法，其特征在于，所述三相输入电压、三相电流从三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系的步骤中，先从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系，再从两相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系。
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