CN106537754B - 多电平混合逆变器和操作方法 - Google Patents

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Abstract

一种逆变器，包括第一升压装置(112)、第二升压装置(114)、耦合到所述第一升压装置(112)的前半周期开关网络(104)，其中，配置所述前半周期开关网络，使得：当直流电源处的电压大于所述逆变器的输出端处的电压的瞬时值时，形成第一三电平导电路径，以及当所述逆变器的所述输出端处的所述电压的所述瞬时值大于所述直流电源处的所述电压时，形成第一五电平导电路径。

Description

多电平混合逆变器和操作方法
相关申请案交叉申请
本申请要求2014年3月6日由傅电波递交的发明名称为“多电平混合逆变器和操作方法(Multilevel Hybrid Inverter and Operating Method)”的第14/199,749号美国非临时专利申请案的在先申请优先权，该在先申请的全部内容以引入的方式并入本文本中。
技术领域
本发明涉及一种多电平逆变器设备和方法，在具体实施例中，涉及一种五电平逆变器。
背景技术
可再生能量源包括太阳能、风能、潮汐能等。太阳能转换***可包括多个串联或并联的太阳能面板。根据时间、位置、太阳跟踪能力等因素，太阳能面板的输出可生成可变直流电压。为了调节太阳能面板的输出，可将太阳能面板的输出耦合到直流/直流(directcurrent/direct current，dc/dc)转换器，从而在直流/直流转换器的输出端处得到调节后的输出电压。此外，太阳能面板可通过电池充电控制装置与备用电池***连接。在白天，备用电池通过太阳能面板的输出充电。当电力设施发生故障或太阳能面板是离网发电***时，备用电池为耦合到太阳能面板的负载提供电力。
由于多数的应用可设计为在120伏特交流(alternating current，ac)电下运行，所以使用太阳能逆变器来将光伏模块的可变直流输出转换为120伏特的交流电源。可使用多个多电平逆变器拓扑结构来实现高功率和从太阳能到市电的高效转换。具体而言，可使用一系列功率半导体开关将多个低压直流电源转换为高功率交流输出通过合成阶梯电压波形来实现高功率交流输出。
按照拓扑结构差异，多电平逆变器可分为三大类，即二极管钳位多电平逆变器、飞跨电容多电平逆变器和级联H桥多电平逆变器。另外，多电平逆变器可采用不同的脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)技术，诸如正弦PWM(sinusoidal PWM，SPWM)、选择性谐波消除PWM、空间矢量调制等。多电平逆变器是中高功率应用的常见电源拓扑结构，诸如可再生能源源的电网接口、灵活交流输电***、中压电机驱动***等。
二极管钳位多电平逆变器通常指三电平中点钳位(neutral point clamped，NPC)逆变器。三电平NPC逆变器需要将两个串联的电容耦合在输入直流总线之间。将每个电容充到相同电势。此外，三电平NPC逆变器可包括四个开关元件和两个钳位二极管。钳位二极管有助于将开关元件上的电压应力减少到一个电容电压电平。
NPC逆变器使用阶梯波形来生成交流输出。这种阶梯波形类似于需要的正弦波形。因此，NPC逆变器的输出电压可带有低总谐波失真(total harmonic distortion，THD)。此外，阶梯波形可降低电压应力，因此，可提高NPC逆变器的电磁兼容性(electromagneticcompatibility，EMC)性能。此外，为达到同样的THD，NPC逆变器可在更低的开关频率下运行。这种更低的开关频率有助于减少开关损耗，从而实现高效的功率转换***。
发明内容
本发明的优选实施例提供了一种多电平逆变器装置，从而大体上解决或克服了这些和其它问题并大体上实现了技术优点。
根据一实施例，一种使用逆变器来实施直流(direct current，dc)/交流(alternating current，ac)转换的方法包括：使所述逆变器耦合到通过直流电源的直流电压，其中，所述逆变器包括：第一升压装置，具有耦合到所述直流电源的第一端子的输入端；第二升压装置，具有耦合到所述直流电源的第二端子的输入端；以及耦合到输出滤波器的转换级，包括前半周期开关网络和后半周期开关网络，其中所述前半周期开关网络包括第一三电平导电路径和第一五电平导电路径；以及所述后半周期开关网络包括第二三电平导电路径和第二五电平导电路径。
所述方法还包括：在所述输出滤波器的输出端处的交流电压的前半周期，当所述直流电源的所述第一端子处的电压大于所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的瞬时值时，启用所述第一三电平导电路径；在所述前半周期，当所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的所述瞬时值大于所述直流电源的所述第一端子处的所述电压时，启用所述第一五电平导电路径；在所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的后半周期，当所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的所述瞬时值大于所述直流电源的所述第二端子处的所述电压时，启用所述第二三电平导电路径；以及在所述后半周期，当所述直流电源的所述第二端子处的所述交流电压大于所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的所述瞬时值时，启用所述第二五电平导电路径。
根据另一实施例，一种方法包括提供一种耦合到直流电源的逆变器，其中，所述逆变器包括：第一升压装置，具有耦合到所述直流电源的第一端子的输入端；第二升压装置，具有耦合到所述直流电源的第二端子的输入端；耦合到输出滤波器的前半周期开关网络，包括第一三电平导电路径和第一五电平导电路径，所述第一三电平导电路径耦合到所述直流电源的所述第一端子，所述第一五电平导电路径耦合到所述直流电源的所述第一端子和所述第一升压装置的输出端；以及耦合到所述输出滤波器的后半周期开关网络，包括第二三电平导电路径和第二五电平导电路径，所述第二三电平导电路径耦合到所述直流电源的所述第二端子，所述第二五电平导电路径耦合到所述直流电源的所述第二端子和所述第二升压装置的输出端，第一二极管耦合在所述直流电源的所述第一端子与所述前半周期开关网络之间，第二二极管耦合在所述直流电源的所述第二端子与所述后半周期开关网络之间；所述方法还包括：当通过所述直流电源的电压大于所述输出滤波器的输出端处的电压的峰-峰值时，旁路所述第一二极管和所述第二二极管。
根据又一实施例，一种逆变器包括：第一升压装置，具有耦合到直流电源的第一端子的输入端；第二升压装置，具有耦合到所述直流电源的第二端子的输入端；前半周期开关网络，其中，所述前半周期开关网络耦合到输出滤波器的输入端和所述第一升压装置，且所述前半周期开关网络通过第一二极管耦合到所述输出滤波器的所述输入端和所述直流电源的所述第一端子，配置所述前半周期开关网络，使得：当所述直流电源的所述第一端子处的电压大于所述输出滤波器的输出端处的电压的瞬时值时，将第一三电平导电路径耦合在所述直流电源的所述第一端子与所述输出滤波器的所述输入端之间；以及当所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的所述瞬时值大于所述直流电源的所述第一端子处的所述电压时，将第一五电平导电路径耦合到所述直流电源的所述第一端子和所述第一升压装置的输出端。
所述逆变器还包括后半周期开关网络，其中所述后半周期开关网络耦合到所述输出滤波器的所述输入端和所述第二升压装置；以及所述后半周期开关网络通过第二二极管耦合到所述输出滤波器的所述输入端和所述直流电源的所述第二端子。
本发明实施例的优点为：使用包括三电平逆变器结构和五电平逆变器结构的混合逆变器来生成阶梯波形。这种混合逆变器有助于提高多电平逆变器的效率和可靠性并为其节约成本。
上述内容已相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便可更好地理解下文对本发明的详细描述。下文将描述本发明的附加特征和优点，这些构成本发明权利要求的主题。本领域技术人员应理解，所公开的概念和具体实施例可易于用作用于执行与本发明的目的相同的其它结构或过程的修改或设计的基础。本领域技术人员还应认识到，这类等效构造并不脱离所附权利要求中阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：
图1示出了根据本发明各个实施例的多电平逆变器的框图；
图2A示出了根据本发明各个实施例的图1所示的多电平逆变器的示意图；
图2B示出了根据本发明各个实施例的图1所示的多电平逆变器的另一示意图；
图3示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的各种信号的时序图；
图4示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的三电平逆变器操作模式的***配置的示意图；
图5示出了根据本发明各个实施例的图4所示多电平逆变器的各种信号的时序图；
图6示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的五电平逆变器操作模式的***配置的示意图；
图7示出根据本发明各个实施例的图6所示多电平逆变器的各种信号的时序图；
图8示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的另一***配置的示意图。
除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。
具体实施方式
下文将详细论述当前优选实施例的制作和使用。然而，应了解，本发明提供可在各种具体上下文中体现的许多适用的发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。
本发明将参考具体上下文中的优选实施例进行描述，该具体上下文即五电平逆变器。然而，本发明也可应用于各种功率转换器，包括多电平整流器、多电平逆变器、多电平交流到交流转换器等。此外，本发明也可应用于各种三相多电平逆变器。
图1示出了根据本发明各个实施例的多电平逆变器的框图。多电平逆变器100包括：直流电源PV1、耦合在直流电源PV1的第一端子与接地线之间的第一升压装置112、耦合在直流电源PV1的第二端子与接地线之间的第二升压装置114、接地线和转换级102。
图1所示的直流电源PV1可实现为太阳能面板。更具体地，在一些实施例中，尽管图1示出了单个直流电源PV1，但是直流电源PV1可包括多个串联、并联或以它们的任意组合等连接的太阳能面板。两个输入电容C1和C2串联连接。如图1所示，将串联连接的输入电容C1和C2耦合到直流电源PV1的输出端。在一些实施例中，输入电容C1和C2的公共节点按图1所示连接到接地线。
多电平逆变器100包括五个电压电平(例如，V1、–V1、V2、–V2和接地线)。直流电源PV1的第一端子的输出电压为V1。直流电源PV1的第二端子的输出电压为–V1。将第一升压装置112和第二升压装置114分别耦合到直流电源PV1的第一端子和第二端子。此外，第一升压装置112和第二升压装置114将直流电源PV1的第一端子和第二端子的输出电压V1和–V1分别转换为V2和–V2，如图1所示。
第一升压装置112和第二升压装置114可通过使用升压直流/直流转换器等升压电路来实现。升压直流/直流转换器由输入电感器、低侧开关和阻塞二极管组成。升压直流/直流转换器的详细配置将在下文结合图2A和图2B进行描述。
应注意，尽管图1示出了具有两个升压装置(例如，第一升压装置112和第二升压装置114)的多电平逆变器100，但是多电平逆变器100可包括任何数量的升压装置。限制本文示出的升压装置的数量仅仅是为了清楚地示出各个实施例的本发明各个方面。升压装置的任何具体数目对本发明并不构成限制。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。例如，可采用额外的升压装置来实现具有额外电压电平的输出阶梯波形。
多电平逆变器100还可包括由电感器Lo和电容器Co，以及多个开关Q7和Q8组成的输出滤波器。如图1所示，输出滤波器的输入端耦合到开关Q7和Q8的公共节点。开关Q7和Q8可通过转换级102分别耦合到V1和–V1。此外，开关Q7和Q8可通过转换级102分别耦合到V2和–V2。转换级102的详细操作原理将在下文结合图3至图8详细描述。
根据一实施例，开关(例如，开关Q7)可为绝缘栅双极型管(insulated gatebipolar transistor，IGBT)设备。或者，开关元件可为任何可控开关，如金属氧化物半导体场效应管(metal oxide semiconductor field-effect transistor，MOSFET)设备、集成门极换向晶闸管(integrated gate commutated thyristor，IGCT)设备、可关断晶闸管(gateturn-off thyristor，GTO)设备、硅控整流器(silicon controlled rectifier，SCR)设备、结栅型场效应管(junction gate field-effect transistor，JFET)设备，MOS控制晶闸管(MOS controlled thyristor，MCT)设备等。
转换级102可包括多个开关。配置每个开关，使得通过使用开关的不同组合在滤波器的输入端处生成阶梯波形。在一些实施例中，可启用转换级的一部分。转换级充当三电平逆变器结构。在可替代实施例中，根据直流电源PV1的输出端处的电压，可激活转换级的另一部分。转换级可包括三电平逆变器结构和五电平逆变器结构。转换级102的详细操作将在下文结合图3至图8进行描述。
图2A示出了根据本发明各个实施例的图1所示的多电平逆变器的示意图。多电平逆变器105包括第一升压装置112，其生成的输出电压V2比来自直流电源PV1的输入电压V1高。此外，第二升压装置114用于生成负电压–V2。
第一升压装置112和第二升压装置114都实施为升压直流/直流转换器。为简单起见，下文仅详细描述第一升压装置112。
如图2A所示，第一升压装置112由输入电感器L1、低侧开关Q9、阻塞二极管D1和输出电容C3组成。控制器(未示出)可控制低侧开关Q9的开启占空比，从而调节通过输出电容C3的输出电压V2。升压直流/直流转换器的详细操作原理在本领域是公知的，因此不再详细论述，以避免不必要的重复。
应注意，升压直流/直流转换器仅为实现第一升压装置112和第二升压装置114的示例。其它升压拓扑结构也在本发明的考虑范围之内。升压直流/直流转换器仅仅是从直流电源生成更高电压(例如，V1)的一种方式。可将其它以及可替代实施例升压拓扑结构(例如使用开关电容电压倍压器)和其它电路(例如，电荷泵电压倍压器等)用于此功能。
转换级102包括前半周期开关网络104和后半周期开关网络106。前半周期开关网络104包括开关Q1、Q3和Q5，继电器RL1，以及二极管D3和D5。前半周期开关网络104在输出交流波形Vo的前半周期激活。后半周期开关网络106包括开关Q2、Q4和Q6，继电器RL2，以及二极管D4和D6。后半周期开关网络106在输出交流波形Vo的后半周期激活。
应注意，Q5和Q6的电压应力约等于2·V1。Q1和Q2的电压应力约等于2·V2–2·V1。这样，Q1和Q2的电压应力可小于2·V2。有时，根据设计需求，Q1和Q2的电压应力可小于2·V1。因此，Q1和Q2可实施为低电压开关设备。
图2B示出了根据本发明各个实施例的图1所示的多电平逆变器的另一示意图。多电平逆变器110的示意图与图2A所示的多电平逆变器105类似，不同之处在于分别在前半周期开关网络104和后半周期开关网络106中添加了开关Q11和Q12。
使开关Q11和Q12用于进一步减少图1所示的多电平逆变器100的开关损耗。多电平逆变器110和多电平逆变器105都是图1所示的多电平逆变器100的说明性实施例。因为多电平逆变器110的操作原理可与多电平逆变器105的类似，所以，在整个描述中，以多电平逆变器110为例来进一步描述多电平逆变器100的工作原理。
通过配置前半周期开关网络的开关，图2B所示的前半周期开关网络104可作为三电平逆变器结构或五电平逆变器结构。具体地，当输出电压Vo的峰值电压大于V1时，前半周期开关网络104可根据V1的电压进入三电平逆变器操作模式或五电平逆变器操作模式。更具体地，在一个完整周期中，当V1大于Vo的瞬时值时，前半周期开关网络104可进入三电平逆变器操作模式。否则，前半周期开关网络104可进入五电平逆变器操作模式。
在前半周期开关网络的三电平逆变器操作模式下，关闭Q1、Q9和Q11，开启Q3、Q5和Q7，关闭RL1，二极管D3正向偏置。D5可充当续流设备。在前半周期，开启的Q3、Q5和Q7形成三电平逆变器结构。另一方面，在前半周期开关网络的五电平逆变器操作模式下，关闭Q3，开启Q1、Q5、Q7和Q11，二极管D3正向偏置，关闭RL1，激活第一升压装置112。在前半周期，开启的Q1、Q5、Q7和Q11形成五电平逆变器结构。
同样地，通过配置后半周期开关网络的开关，后半周期开关网络106可作为三电平逆变器结构或五电平逆变器结构。更具体地，在后半周期，当Vo的瞬时值大于–V1时，后半周期开关网络106可进入三电平逆变器操作模式。否则，后半周期开关网络106可进入五电平逆变器操作模式。
在后半周期开关网络的三电平逆变器操作模式下，关闭Q2和Q12，开启Q4、Q6和Q8，关闭RL2，二极管D4正向偏置。D5可充当续流设备。在后半周期，开启的Q4、Q6和Q8形成三电平逆变器结构。另一方面，在后半周期开关网络的五电平逆变器操作模式下，关闭Q4，开启Q2、Q6、Q8和Q12，二极管D4正向偏置，关闭RL2，激活第二升压装置114。在后半周期，开启的Q2、Q6、Q8和Q12形成五电平逆变器结构。
根据一实施例，为了改善多电平逆变器110的开关损耗，开关Q3、Q4、Q11和Q12可实现为MOSFET。或者，开关Q3、Q4、Q11和Q12可实现为其它合适的设备，例如IGBT和/或其它。
如上所述相对于图2B，二极管D5和D6可以用作续流设备。如图2B中所示，二极管D5可以形成连接在输出滤波器的输入端与接地线之间的第一续流线路。在一些实施例中，在关闭Q3后，第一续流线路可向流入开关Q3的电流提供导电路径。
同样地，二极管D6可形成连接在输出滤波器的输入端与接地线之间的第二续流线路。根据一些实施例中，在关闭Q4后，第二续流线路可向流入开关Q4的电流提供导电路径。
应注意，上述续流设备的示意图仅为示例性结构，并不意在限制当前实施例。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改。例如，二极管D5和D6可分别替换为两个开关。
包含继电器RL1和RL2是为了提供一种附加操作模式。具体地，当输入电压(例如，V1)大于Vo的峰值电压时，可关闭第一升压装置112和第二升压装置114。此外，为了进一步提高多电平逆变器110的效率，可通过开启继电器RL1和RL2来旁路二极管D3和D4。这样，可降低多电平逆变器110的总功率损耗。
图3示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的各种信号的时序图。Vo为图2B所示输出滤波器的输出端处的电压波形。如图2B所示，输出滤波器由输出电感器Lo和输出电容Co组成。输出滤波器帮助过滤多电平PWM电压以获得正弦波形。
根据正弦波形Vo，时序图可分为前半周期和后半周期。前半周期从t0开始到t3结束。后半周期从t3开始到t6结束。此外，可根据V1和Vo之间的关系将前半周期分为三个部分。更具体地，第一部分从t0开始到t1结束。在第一部分中，V1大于Vo的瞬时值。第二部分从t1开始到t2结束。在第二部分中，Vo的瞬时值大于V1。第三部分从t2开始到t3结束。在第三部分中，V1大于Vo的瞬时值。
在整个描述中，可替代地，前半周期的第一部分和第三部分可称为前半周期的三电平逆变器操作模式。可替代地，前半周期的第二部分可称为前半周期的五电平逆变器操作模式。
同样地，根据V1和Vo之间的关系，可将后半周期分为三个部分。更具体地，后半周期的第一部分从t3开始到t4结束。在后半周期的第一部分中，Vo的瞬时值大于–V1。后半周期的第二部分从t4开始到t5结束。在第二部分中，–V1大于Vo的瞬时值。后半周期的第三部分从t5开始到t6结束。在第三部分中，Vo的瞬时值大于–V1。
在整个描述中，可替代地，后半周期的第一部分和第三部分可称为后半周期的三电平逆变器操作模式。可替代地，后半周期的第二部分可称为后半周期的五电平逆变器操作模式。各部分的详细操作原理将在下文结合图4至图7进行描述。
图4示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的三电平逆变器操作模式的***配置的示意图。在前半周期中，当直流电源的第一端子处的电压大于Vo的瞬时值时，多电平逆变器100进入三电平逆变器操作模式。启用第一导电路径，如图4中箭头402和404所示。
开启的Q3、Q5和Q7形成第一导电路径。Q5耦合在输出滤波器的输入端与直流电源PV1的第一端子之间。Q3和Q7串联连接，并耦合在输出滤波器的输入端与直流电源PV1的第一端子之间。电流通过两个电流路径从直流电源PV1的第一端子流到输出滤波器。第一电流路径包括Q5。第二电流路径包括Q7和Q3。如图4所示，这两个电流路径并联连接。此外，第二电流路径的Q3可帮助Q5实现零电压开关。零电压开关过程将在下文结合图5进行描述。
在后半周期，当Vo的瞬时值大于直流电源PV1的第二端子处的电压(例如，–V1)时，多电平逆变器110进入三电平逆变器操作模式。启用第二导电路径，如图4中箭头406和408所示。
第二导电路径由Q4、Q6和Q8组成。Q6耦合在输出滤波器的输入端与直流电源PV1的第二端子之间。Q4和Q8串联连接，并耦合在输出滤波器的输入端与直流电源PV1的第二端子之间。第二导电路径的工作原理类似于第一导电路径的工作原理，因此在此不作详细描述。
图5示出了根据本发明各个实施例的图4所示多电平逆变器的各种信号的时序图。如上文结合图4描述的，在t0到t1的时间间隔、t2到t3的时间间隔、t3到t4的时间间隔和t5到t6的时间间隔内，多电平逆变器110进入三电平逆变器操作模式。在这四个时间间隔内的栅极驱动信号是相似的。为简单起见，下文将仅详细描述t0到t1的时间间隔内的栅极信号。
在t0到t1的时间间隔内，在t7开启Q5之前，在t0开启Q3。如图5所示，在这个时间间隔内，Q7始终开启。因此，开启的Q7和Q3串联连接以形成如图4所示的零电压开关辅助电路。在t8，当关闭Q5时，开启Q7和Q3，使得通过Q5的电压约等于零。总之，这样的零电压开关辅助电路有助于Q5实现零电压开关。同样地，Q5能够在t9和t10实现零电压开关。
应注意，在t7至t8的时间间隔内，可关闭开关Q3，而非始终保持Q3。更具体地，Q3可在Q5已实现零电压开启转换之后关闭，然后在t8关闭Q5之前开启。
图6示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的五电平操作模式的***配置的示意图。在前半周期，当Vo的瞬时值大于直流电源PV1的第一端子处的电压(例如，V1)时，多电平逆变器进入五电平逆变器操作模式。启用两个导电路径，如图6中箭头602、603和604所示。
第一导电路径由Q5形成。如图6所示，Q5耦合在输出滤波器的输入端与直流电源PV1的第一端子之间。第二导电路径包括Q1、Q5、Q7和Q11。Q1和Q5串联连接，并耦合在输出滤波器的输入端与第一升压装置112的输出端之间。Q7和Q11串联连接，并耦合在输出滤波器的输入端与第一升压装置112的输出端之间。电流可通过Q5从直流电源PV1的第一端子流向输出滤波器。或者，电流通过开启的Q1、Q5、Q7和Q11从第一升压装置112的输出端流向输出滤波器。
应注意，当有电流流经第二导电路径时，二极管D3可充当阻塞二极管。还应注意，第二电流路径的Q11可帮助Q1实现零电压开关。Q1的零电压开关过程将在下文结合图7进行描述。
在后半周期，当直流电源PV1的第二端子处的电压(例如，–V1)大于Vo的瞬时值时，多电平逆变器110进入五电平逆变器操作模式。启用两个导电路径，如图6中箭头606、607和608所示。
第一导电路径由Q6形成。Q16耦合在输出滤波器的输入端与直流电源PV1的第二端子之间。第二导电路径包括Q2、Q6、Q8和Q12。如图6所示，Q2和Q6串联连接，并耦合在输出滤波器的输入端与第二升压装置114的输出端之间。Q8和Q12串联连接，并耦合在输出滤波器的输入端与第二升压装置114的输出端之间。后半周期中的导电路径的工作原理类似于前半周期中的，因此在此不作详细描述。
总而言之，在五电平逆变器操作模式下，传递到输出滤波器的功率一部分由三电平逆变器结构(Q5形成的第一导电路径或Q6形成的第一导电路径)处理，一部分由五电平逆变器结构(Q1、Q5、Q7和Q11形成的第二导电路径或Q2、Q6、Q8和Q12形成的第二导电路径)处理。三电平逆变器结构有助于减少功率损耗，从而提高多电平逆变器110的效率。
图7示出了根据本发明各个实施例的图6所示多电平逆变器的各种信号的时序图。如上文结合图6描述的，在t1至t2的时间间隔和t4到t5的时间间隔内，多电平逆变器***进入五电平逆变器操作模式。这两个时间间隔内的栅极驱动信号是相似的。为简单起见，下文将仅详细描述t1到t2的时间间隔内的栅极信号。
在t1至t2的时间间隔内，在t11开启Q1之前，在t1开启Q11。如图7所示，在这个时间间隔内，Q5和Q7始终开启。因此，开启的Q7和Q11串联连接以形成零电压开关辅助电路。在t12，当关闭Q1时，开关Q5、Q7和Q11仍然开启，使得通过Q1的电压约等于零。在t13可关闭Q11。总之，Q11有助于Q1实现零电压开关。
应注意，在t11至t12的时间间隔内，可关闭开关Q11，而非保持Q11。更具体地，Q11可在Q1已实现零电压开启转换后关闭，然后在t12关闭Q1之前再次开启。
图8示出了根据本发明各个实施例的图2B所示多电平逆变器的另一***配置的示意图。关闭第一升压装置112和第二升压装置114，当通过直流电源的电压大于Vo的峰值电压时，旁路二极管D3和D4。
如箭头802和804所示，在前半周期，能量通过Q3、Q5和Q7传递到输出滤波器。更具体地，开启的继电器RL1旁路二极管D3。在后半周期，如箭头806和808所示，能量通过Q4、Q6和Q8传递到输出滤波器。
具有继电器RL1和RL2的一个有利特征是：可通过旁路二极管D3和D4来降低功率损耗。此外，可通过关闭第一升压装置112和第二升压装置114来提高多电平逆变器110的效率。
虽然已详细地描述了本发明的实施例及其优点，但是应理解，可以在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下对本发明做出各种改变、替代和更改。
此外，本发明的范围并不局限于说明书中所述的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法和步骤的具体实施例。所属领域的一般技术人员可从本发明中轻易地了解，可根据本发明使用现有的或即将开发出的，具有与本文所描述的相应实施例实质相同的功能，或能够取得与所述实施例实质相同的结果的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法或步骤。相应地，所附权利要求范围包括这些流程，机器，制造，物质组分，构件，方法，及步骤。

Claims (12)

1.一种逆变器，其特征在于，包括：
第一升压装置，具有耦合到直流(direct current，dc)电源的第一端子的输入端；
第二升压装置，具有耦合到所述直流电源的第二端子的输入端；
转换级，包括前半周期开关网络和后半周期开关网络；
所述前半周期开关网络耦合到输出滤波器的输入端和所述第一升压装置；
第一二极管耦合在所述直流电源的所述第一端子与所述前半周期开关网络的开关网络之间；
以及配置所述前半周期开关网络，使得：
当所述直流电源的所述第一端子处的电压大于所述输出滤波器的输出端处的电压的瞬时值时，将第一三电平导电路径耦合在所述直流电源的所述第一端子与所述输出滤波器的所述输入端之间；以及
当所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的所述瞬时值大于所述直流电源的所述第一端子处的所述电压时，将第一五电平导电路径耦合到所述直流电源的所述第一端子和所述第一升压装置的输出端；
所述后半周期开关网络耦合到所述输出滤波器的所述输入端和所述第二升压装置；
第二二极管耦合在所述直流电源的所述第二端子与所述后半周期开关网络的开关网络之间；
所述第一三电平导电路径由耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第一端子之间的开关Q5，以及串联连接并耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第一端子之间的开关Q3和开关Q7形成；
所述第一五电平导电路径由耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第一端子之间的所述开关Q5、串联连接并耦合在所述第一升压装置的输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的开关Q1和所述开关Q5，以及串联连接并耦合在所述第一升压装置的所述输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的所述开关Q7和开关Q11形成；
第二三电平导电路径由耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第二端子之间的开关Q6，以及串联连接并耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第二端子之间的开关Q4和开关Q8形成；以及
第二五电平导电路径由所述开关Q6、串联连接并耦合在所述第二升压装置的输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的开关Q2和所述开关Q6，以及串联连接并耦合在所述第二升压装置的所述输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的开关Q8和开关Q12形成；
配置所述后半周期开关网络，使得：
当所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的所述瞬时值大于所述直流电源的所述第二端子处的电压时，将所述第二三电平导电路径耦合在所述直流电源的所述第二端子与所述输出滤波器的所述输入端之间；以及
当所述直流电源的所述第二端子处的所述电压大于所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的所述瞬时值时，将所述第二五电平导电路径耦合到所述直流电源的所述第二端子和所述第二升压装置的输出端。
2.根据权利要求1所述的逆变器，其特征在于，还包括：
与所述第一二极管并联连接的第一继电器；以及
与所述第二二极管并联连接的第二继电器。
3.根据权利要求1所述的逆变器，其特征在于：
当通过所述直流电源的电压大于所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的峰-峰值时，通过开启第一继电器和第二继电器来旁路所述第一二极管和所述第二二极管。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的逆变器，其特征在于，
所述第一升压装置包括第一输入电感器、第一低侧开关和第一阻塞二极管；以及
所述第二升压装置包括第二输入电感器、第二低侧开关和第二阻塞二极管。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的逆变器，其特征在于：
所述逆变器的第一电平耦合到所述第二升压装置的所述输出端；
所述逆变器的第二电平耦合到所述直流电源的所述第二端子；
所述逆变器的第三电平耦合到接地线；
所述逆变器的第四电平耦合到所述直流电源的所述第二端子；以及
所述逆变器的第五电平耦合到所述第二升压装置的所述输出端。
6.根据权利要求4所述的逆变器，其特征在于：
所述逆变器的第一电平耦合到所述第二升压装置的所述输出端；
所述逆变器的第二电平耦合到所述直流电源的所述第二端子；
所述逆变器的第三电平耦合到接地线；
所述逆变器的第四电平耦合到所述直流电源的所述第二端子；以及
所述逆变器的第五电平耦合到所述第二升压装置的所述输出端。
7.一种使用逆变器来实施转换直流(direct current，dc)/交流(alternatingcurrent，ac)转换的方法，其特征在于，包括：
使所述逆变器耦合到通过直流电源的直流电压，其中，所述逆变器包括：
第一升压装置，具有耦合到所述直流电源的第一端子的输入端；
第二升压装置，具有耦合到所述直流电源的第二端子的输入端；以及
耦合到输出滤波器的转换级，包括前半周期开关网络和后半周期开关网络，其中：
所述前半周期开关网络包括第一三电平导电路径和第一五电平导电路径；以及
所述后半周期开关网络包括第二三电平导电路径和第二五电平导电路径；
在所述输出滤波器的输出端处的交流电压的前半周期，当所述直流电源的所述第一端子处的电压大于所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的瞬时值时，启用所述第一三电平导电路径；
在所述前半周期，当所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的所述瞬时值大于所述直流电源的所述第一端子处的所述电压时，启用所述第一五电平导电路径；
在所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的后半周期，当所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的所述瞬时值大于所述直流电源的所述第二端子处的所述电压时，启用所述第二三电平导电路径；以及
在所述后半周期，当所述直流电源的所述第二端子处的所述交流电压大于所述输出滤波器的所述输出端处的所述交流电压的所述瞬时值时，启用所述第二五电平导电路径；
所述第一三电平导电路径由耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第一端子之间的开关Q5，以及串联连接并耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第一端子之间的开关Q3和开关Q7形成；
所述第一五电平导电路径由耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第一端子之间的所述开关Q5、串联连接的并耦合在所述第一升压装置的输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的开关Q1和所述开关Q5，以及串联连接并耦合在所述第一升压装置的所述输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的所述开关Q7和开关Q11形成；
所述第二三电平导电路径由耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第二端子之间的开关Q6，以及串联连接并耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第二端子之间的开关Q4和开关Q8形成；以及
所述第二五电平导电路径由耦合在所述输出滤波器的所述输入端与所述直流电源的所述第二端子之间的所述开关Q6、串联连接并耦合在所述第二升压装置的输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的开关Q2和所述开关Q6，以及串联连接并耦合在所述第二升压装置的所述输出端与所述输出滤波器的所述输入端之间的所述开关Q8和开关Q12形成。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括：
在开启所述开关Q5之前开启所述开关Q3；
在关闭所述开关Q3之前关闭所述开关Q5；
在开启所述开关Q6之前开启所述开关Q4；以及
在关闭所述开关Q4之前关闭所述开关Q6。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括：
在开启所述开关Q5之前开启所述开关Q3；
在所述开关Q5开启之后关闭所述开关Q3；
在关闭所述开关Q5之前开启所述开关Q3；
在所述开关Q3开启之后关闭所述开关Q5；以及
关闭所述开关Q3。
10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括：
在开启所述开关Q6之前开启所述开关Q4；
在所述开关Q6开启之后关闭所述开关Q4；
在关闭所述开关Q6之前开启所述开关Q4；
在所述开关Q4开启之后关闭所述开关Q6；以及
关闭所述开关Q4。
11.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括：
在开启所述开关Q1之前开启所述开关Q11；
在关闭所述开关Q11之前关闭所述开关Q1；
在开启所述开关Q2之前开启所述开关Q12；以及
在关闭所述开关Q12之前关闭所述开关Q2。
12.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括：
当通过所述直流电源的电压大于所述输出滤波器的所述输出端处的所述电压的峰-峰值时，开启第一继电器RL1和第二继电器RL2以便旁路第一二极管和第二二极管，其中
所述第一二极管耦合在所述直流电源的所述第一端子与所述开关Q1和所述开关Q5的公共节点之间；以及
所述第二二极管耦合在所述直流电源的所述第二端子与所述开关Q2和所述开关Q6的公共节点之间。
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