CN106534038B - 基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法，其环路包括：标准信号生成模块、I级预失真误差补偿器、II级预失真误差补偿器、原点偏移补偿器、传输通道和矢量调制器；I级预失真误差补偿器以成型滤波器预失真的方式，反向抵消宽带矢量调制误差的幅相频响起伏特性；II级预失真误差补偿器将整个工作波段中经过I级预失真均衡的具有宽带特性的调制误差即I/Q增益不平衡和增益不平衡正角度误差予以修正；原点偏移补偿器则通过模拟器件的方式修正窄带特性调制误差即载波泄露。本发明对于宽带特性矢量调制误差采用数字预失真的方式予以修正，对宽带复杂格式矢量调制误差做出了有效修正。

Description

基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法

技术领域

本发明涉及测试技术领域，特别涉及一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法。

背景技术

通过矢量信号发生器的矢量调制功能发生的信号主要分为两类，多音调制信号和复杂调制信号(例如QPSK、FSK、QAM等)。I/Q矢量调制器作为实现矢量调制的关键部件，经过多年的发展，其性能得到了显著提升。尽管如此，目前主流I/Q矢量调制器的调制误差仍然很明显，不容忽视。尤其是在大调制带宽条件下，矢量调制误差的幅相频率响应特性高低起伏明显，各频点多种调制误差交叠互耦，使高精度矢量调制面临巨大挑战。

首先介绍单频点矢量调制误差特性。图1给出了典型的矢量调制链路示意图，主要由传输通道和矢量调制器两部分组成。图1中，V_i和V_q分别表示I/Q两路输入基带信号，V^m表示调制输出信号。影响矢量调制精度的误差因素较多，其中3种占主导地位的调制误差包括：I/Q两路基带信号传输通道增益不平衡误差(图中增益分别用g_i和g_q表示)、直流偏置分量造成的载波泄漏(图中直流偏置分量分别用a_i和a_q表示)和载波正交度误差

一个经过严谨设计的矢量调制电路，在进行误差修正之前，这3种主要矢量调制误差的典型值大约是：增益不平衡度2-3％、载波正交度误差2-3°、载波泄漏大约占总量程的2-3％。在此量级误差的影响下，信号镜像噪声抑制仅为30dB左右，造成的交调失真大约是0.3dB，无法满足调制精度要求，必须对基带信号进行误差补偿修正。

对于宽带矢量调制，由于工作波段内各频点的调制误差相互耦合、叠加，使各种误差的解析表达异常复杂。以多音调制为例，如图2所示，由于上述3种主要误差在各频点的影响程度各异，导致各音的镜像噪声幅值差异明显，使交调噪声杂乱分布，最终造成多音调制信号严重失真，无法使用。对于宽带复杂调制格式，带来的影响是EVM显著恶化，严重超标。

目前，比较通用的方法是模拟补偿修正方法，即利用专用模拟电路，在特定的工作条件下，对矢量调制电路进行误差补偿修正。进而将得到的补偿值用于正常工作状态，来实现矢量调制误差的近似补偿，下面详细介绍此种方法的工作原理。

图3是矢量调制误差模拟校准方法的示意图，校准补偿回路主要由校准源、传输通道、补偿电路、矢量调制器和补偿控制器等部分组成，其主要工作原理为：

首先将输入端切换到校准源模式，设定待校准频率点，然后进行以下三个步骤：

(1)利用校准源将IQ两路信号置零，在射频输出端通过包络检测器监测输出电压，根据DSP中的预存校准数据列表，逐一设置补偿电路中的偏置电压补偿参数，遍历所有数据列表后，选择包络检测器输出电压最小的参数取值作为此频率点的直流偏置补偿值；

(2)在直流偏置补偿值生效的前提下，利用校准源将IQ两路信号分别设置为(0，1)、(1，0)，与第一步类似，逐一设置衰减器参数，遍历IQ增益平衡补偿预存校准列表数据后，选择IQ两路上述两种取值下输出信号包络电压差值最小的补偿参数取值，作为工作状态下的增益不平衡校准补偿参数值；

(3)在前两组校准参数生效的前提下，校准源分别输出(1，0)、(0，1)、(-1，0)、(0，-1)四个值，逐一设置移相器调整参数，遍历正交度误差补偿预存校准列表数据后，选择IQ两路上述四种取值下，输出信号包络电压两两差值均值最小的校准值作为正交度误差校准参数值。

然后，对每个频率采样点进行以上三步校准补偿，从而建立全频段矢量调制误差的校准列表。在正常工作状态下，将输入信号切换到基带信号输入模式，校准源需要持续激励，利用得到的校准列表对矢量调制误差进行近似校准。

现有技术方案存在以下不足：

(1)由于上述方法完全基于模拟器件，仅对载波频点误差进行修正，进而将此频点的补偿数据用于全工作波段，不考虑误差的幅相频响的影响，因此仅对单频点或者窄带调制误差的修正有效，无法对宽带调制误差做出有效修正；

(2)由于模拟器件自身带宽特性的束缚，会限制整机的工作带宽的扩展，对大调制带宽信号会带来严重失真；

(3)上述方法需要一系列复杂的模拟电路，包括：校准源、衰减器、偏置电压产生电路和移相器等，由于模拟器件自身的性能存在个体差异，校准精度受到限制；

(4)通过校准过程建立的补偿参数列表是在校准源单独激励下得到的，正常工作状态下的实际基带信号与校准状态差别较大，只能做到近似校准。

发明内容

为解决上述现有技术中的不足，本发明提出一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法，其环路包括：标准信号生成模块、I级预失真误差补偿器、II级预失真误差补偿器、原点偏移补偿器、传输通道和矢量调制器；

I级预失真误差补偿器以成型滤波器预失真的方式，反向抵消误差的幅相频响起伏特性；II级预失真误差补偿器将整个工作波段中经过I级预失真均衡的具有宽带特性的调制误差即I/Q增益不平衡和增益不平衡正角度误差予以修正；原点偏移补偿器则通过模拟器件的方式修正窄带特性调制误差即载波泄露。

可选地，上述基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法，具体包括以下步骤：

步骤(1)、宽带矢量调制误差幅相频响特性测定：

首先，提出多参数可编辑嵌入式扫频激励信号模型，如式(1)：

在此模型中，

和

分别表示I/Q两路注入激励信号，λ和ω分别代表了扫频信号的幅度增益和群时延；当λ＝1且ω＝0时，式(1)是单音调制的标准基带信号模型，将此模型式(1)中参数设为λ＝1ω＝0，嵌入到被测矢量信号发生器的基带发生模块中，通过调节λ和ω两个参数，逐渐改善镜像噪声直至达到预定阈值；在完成全工作波段内的各取样点的参数调节之后，得到一组λ和ω的不同取值，这些取值的高低起伏特性即为信号宽带矢量调制误差幅相频响特性；

步骤(2)、成型滤波器预失真：

首先，根据步骤(1)中测定的宽带矢量调制幅相频响特性，经过增益参数取倒数、群时延参数取反的操作后，得到补偿滤波器的理想幅相频响特性；然后，经过固定阶数的fft变换得到一组与成型滤波器阶数相同的补偿滤波器参数；

然后，将得到的补偿滤波器系数与原成型滤波器系数点乘，完成成型滤波器的预失真；

最后，将预失真后的滤波器系数嵌入到基带信号发生模块，完成工作波段调制误差幅相频响特性的均衡；

步骤(3)、基于数模融合的调制误差修正：

步骤(31)，将传输通道和矢量调制器看成一个整体，输入矢量写为：

输出调制信号包络V^m写为

V^m＝M(V^c+A)， (2)

其中，

式中，g_i和g_q为I/Q两路基带信号传输通道增益，a_i和a_q为直流偏置分量，

为载波正交度误差；

采取以下误差补偿器，

V^c＝CV^o+B， (4)

其中，

步骤(22)，进行参数B和C的辨识过程：

首先，进行直流偏置误差补偿参数B的辨识，采取最小二乘辨识准则：先将基带信号置零，即V^o＝0；通过调整参数B使包络检测器的检测值V^e取得最小值；由于检波二极管的特性，检测值V^e在最小值附近呈现凸函数性质，表示为：

V^e(B)≈G^e||B+A||²+Γ^e， (7)

其中，Γ^e是检波二极管的固有检测偏置，G^e是检波反馈电路增益，这两个值均为固定值；

接下来，将参数B取一组特殊值，计算出相应的一组V^e的取值，进而将此组B和V^e的取值作为已知量，参数A作为未知量，通过最小二乘的方式求得参数A的最优估计值

最后，根据

的关系，求得参数B的最优估计值

即矢量调制误差的直流偏置误差；

在确定直流偏置参数

的取值之后，接下来做误差补偿器中参数C的辨识：

根据式(5)的结构特点，将参数C重新定义为：

其中，d和f表示待辨识参数，ε₁和ε₂表示可调参数；

将输入量V^o分别取值：

从而得到一组检波反馈取值：

通过调节参数d和f，使

实现参数辨识，“≈”表示当误差小于既定范围停止搜索，参数d和f的搜寻方法如下：

经级数展开得到以下关系式：

进而得到

其中δ是步进参数，这里δG^eΛ取值数值小的正数，以保证式(10)的收敛；

步骤(23)，在得到B和C的参数估计值之后，将B的数值送入原点偏移补偿器的DAC器件中，实现对载波泄露的抑制；将C的数值代入基带信号发生模块的数值计算过程中，将I/Q两路的数字值通过直接的加和乘运算实现预失真，从而完成对全工作波段的调制误差的整体修正。

可选地，在所述多参数可编辑嵌入式扫频激励信号模型中，采用遍历搜索的方式完成参数调节。

本发明的有益效果是：

(1)综合考虑了全工作波段信号链路幅相频响特性对各种调制误差的影响，通过双级预失真的方式做到了工作波段整体误差的均衡归一和同步降低，对于宽带矢量调制误差具有显著的修正作用；

(2)最大程度的采用了预失真方式实现，与现有技术方法比较，节省了80％的模拟修正电路，明显消除了模拟器件自身的性能存在个体差异隐患，提高了误差修正精度；

(3)提出了多参数可编辑嵌入式扫频激励信号模型，保证了被测矢量信号发生器的测试状态和工作状态的一致性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为典型的矢量调制链路示意图；

图2为宽带多音调制实测结果(误差未修正)示意图；

图3为现有的矢量调制误差模拟校准方法原理图；

图4为本发明的双级预失真误差修正方法原理图；

图5(a，b，c)是双级预失真误差修正效果示意图；

图6(a，b)是信号链路调制误差幅相频响测定示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

当今各种高端用频设备所用的电磁信号呈现宽带化和复杂化的快速发展趋势，其发展的核心决定因素之一是大调制带宽条件下复杂矢量调制精度的跨越式提升。目前的高端矢量信号发生器产品均具有宽带矢量调制功能，然而由于宽带矢量调制误差修正技术发展的滞后，导致了矢量调制精度随调制带宽的增加而迅速恶化。当码元速率大于40Msym/s，即调制带宽大于80MHz时，EVM往往大于5％，很多情况下无法满足实际的测试需求。目前矢量信号发生器整机大都采用基波矢量调制加矢量上变频的设计方案，此方案由于其本质特性决定了在宽带矢量调制误差的补偿修正过程中受到了以下三方面难题的制约：(1)既有基于模拟器件的修正方式对宽带误差修正造成带宽束缚；(2)宽带长信号链路调制误差幅相频率响应测试困难；(3)复杂调制下，调制信息充满整个工作频段，无法得到基于频点的信号模型，调制误差建模困难。

本发明提出了一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法，提出基于数模融合的矢量调制误差修正、宽带多参数可编辑的多音调制基带信号嵌入式建模、以及基于成型滤波器预失真的宽带复杂调制误差修正，克服了上述三方面的难题，实现了矢量误差修正方法从模拟到数字、从单频点到宽带、从多音调制到复杂调制的三个跨越，有效提高了大调制带宽条件下复杂格式矢量调制的精度。

下面结合说明书附图对本发明的方法进行详细说明。

如图4所示，本发明提出的误差修正方法，其环路包括：标准信号生成模块、I级预失真误差补偿器、II级预失真误差补偿器、原点偏移补偿器、传输通道和矢量调制器。其中，传输通道和矢量调制器是调制误差主要的产生部位，因此，主要关注以下三种占主导地位的误差：I/Q两路基带信号传输通道增益不平衡误差(图4中增益分别用g_i和g_q表示)、直流偏置分量造成的载波泄漏(图4中直流偏置分量分别用a_i和a_q表示)和载波正交度误差

在大调制带宽条件下，由于矢量信号发生器信号长链路各级组件幅频频响的影响，工作波段内的各种误差的幅相频响特性跌宕起伏明显，如图5a所示。I级预失真误差补偿器成型滤波器预失真的方式，反向抵消误差的幅相频响起伏特性，使整个工作波段内的误差均衡近似为一条直线，如图5b所示。II级预失真误差补偿器将整个工作波段中经过I级预失真均衡的具有宽带特性的调制误差：I/Q增益不平衡和增益不平衡正角度误差予以修正；原点偏移补偿器则通过模拟器件的方式修正窄带特性调制误差：载波泄露。在解决了各种调制误差耦合问题的同时，显著减少了DAC分辨率的损失，最终的修正效果示意图如图5c所示。

下面详细介绍本发明误差修正方法的各个步骤。

步骤(1)、宽带矢量调制误差幅相频响特性测定：

本发明首先根据矢量信号发生器本身的功能特点，提出一种多参数可编辑嵌入式扫频激励信号模型式(1)：

在此模型中，

和分别表示I/Q两路注入激励信号，λ和ω分别代表了扫频信号的幅度增益和群时延。当λ＝1且ω＝0时，式(1)是单音调制的标准基带信号模型，由于非理想特性的引入，导致在不同频点，即参数k不同取值时，镜像噪声高低不平。将此模型式(1)中参数设为λ＝1ω＝0，嵌入到被测矢量信号发生器的基带发生模块中，可以激励产生如图6a所示的结果。通过调节λ和ω两个参数，会逐渐改善镜像噪声直至达到预定阈值，如图6b所示。工程中可采用遍历搜索的方式完成参数调节。在完成全工作波段(即实际调制带宽)内的各取样点的参数调节之后，会得到一组λ和ω的不同取值，这些取值的高低起伏特性即为宽带矢量调制误差幅相频响特性，如图5a所示，从而完成相应的测试。

步骤(2)、成型滤波器预失真：

本步骤是实现图4中I级预失真误差补偿器的过程。矢量信号发生器中基带信号发生模块常用的设计架构，程序滤波器往往采取固定阶数、参数时变的方式。根据此特点，本发明提出了基于固定阶数成型滤波器预失真的宽带调制误差幅频相应特性均衡方法。

首先，根据步骤(1)中测定的宽带矢量调制幅相频响特性，经过增益参数取倒数，群时延参数取反的操作后，可得到补偿滤波器的理想幅相频响特性。然后，经过固定阶数的fft变换可以得到一组与成型滤波器阶数相同的补偿滤波器参数。此补偿滤波器的幅相频响与理想的补偿频响存在一定的拟合误差，但由于矢量信号发生器的幅相频响特性起伏缓慢，因此这里的拟合误差可忽略。上述成型滤波器、补充滤波器均包含在I级预失真误差补偿器中。

其次，将得到的补偿滤波器系数与原成型滤波器系数点乘，即可完成成型滤波器的预失真。

最后，将预失真后的滤波器系数嵌入到基带信号发生模块，即可完成工作波段调制误差幅相频响特性的均衡，如图5b所示。

步骤(3)、基于数模融合的调制误差修正：

本发明针对3种主导调制误差的自身特性，提出一种基于数模融合的调制误差修正方法。将具有宽带特性的I/Q增益不平衡和I/Q正角度误差通过预失真的方式修正，将具有窄带特性的原点偏移误差利用模拟器件补偿的方式予以修正，从而在解决了多种误差叠加耦合问题的同时，有效降低的DAC分辨率的损失，降低了所产生信号的量化噪声。

在步骤(2)中，已将整个工作波段的调制误差均衡近似为一条直线，即工作波段内的调制误差均与载波点的调制误差近似，因此在II级预失真补偿器的设计中，仅考虑载波点的误差修正即可，具体过程如下：

步骤(31)，如图4所示，将矢量调制误差的主要产生部位传输通道和矢量调制器看成一个整体，输入矢量可写为：

再考虑三种主要误差失真的作用下，输出调制信号包络V^m可写为

V^m＝M(V^c+A)， (2)

其中，

为补偿三种误差，达到输出调制信号包络与原始基带信号相等，即V^m＝V^o，可采取以下误差补偿器，

V^c＝CV^o+B， (4)

其中，

步骤(32)，进行参数B和C的辨识过程，具体如下：首先进行直流偏置误差补偿参数B的辨识，这里采取的是最小二乘辨识准则：先将基带信号置零，即：V^o＝0；通过调整参数B使包络检测器的检测值V^e取得最小值；由于检波二极管的特性，检测值V^e在最小值附近呈现凸函数性质，可表示为：

V^e(B)≈G^e||B+A||²+Γ^e， (7)

其中，Γ^e是检波二极管的固有检测偏置，G^e是检波反馈电路增益，这两个值均为固定值，不影响参数辨识；接下来，将B取一组特殊值，计算出相应的一组V^e的取值，进而将此组B和V^e的取值作为已知量，参数A作为未知量，通过最小二乘的方式求的参数A的最优估计值

最后，根据

的关系，求得参数B的最优估计值即矢量调制误差的直流偏置误差。因为检波电路噪声的影响，这里需要大约8个B的特殊取值，才能得到最终的辨识值。

在确定直流偏置参数

的取值之后，接下来做误差补偿器中参数C的辨识：参数C关系到I/Q增益不平衡误差和载波正交度误差的补偿，根据式(5)的结构特点，将参数C重新定义为：

其中，d和f表示待辨识参数，ε₁和ε₂表示可调参数。

总体思路是将输入量V^o分别取值：

从而得到一组检波反馈取值：

通过调节参数d和f，使

实现参数辨识。此处使用“≈”，表示当误差小于既定范围即可停止搜索。参数d和f的搜寻方法如下：

经级数展开可以得到以下关系式：

进而得到

其中δ是步进参数，这里δG^eΛ取值数值小的正数，以保证式(10)的收敛，根据实际验证，大约需要8次迭代。

步骤(33)，在得到B和C的参数估计值之后，将B的数值送入原点偏移补偿器的DAC器件中，实现对载波泄露的抑制；将C的数值代入基带信号发生模块的数值计算过程中，将I/Q两路的数字值通过直接的加和乘运算实现预失真，从而完成对全工作波段的调制误差的整体修正。

本发明提出的一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差补偿修正方法，对于宽带特性调制误差采用数字预失真的方式予以修正，突破了现有技术方法中完全依赖于模拟器件的弊端，有效打破了模拟器件自身的带宽特性束缚。

本发明提出的误差修正方法，综合考虑了全工作波段信号链路幅相频响特性对各种调制误差的影响，通过双级预失真的方式做到了工作波段整体误差的均衡归一和同步降低，对于宽带矢量调制误差具有显著的修正作用；而现有技术方法仅对单频点或窄带调制有效，对宽带调制误差无能为力。

本发明提出的误差修正方法最大程度的采用了预失真方式实现，与现有技术方法比较，节省了80％的模拟修正电路，明显消除了模拟器件自身的性能存在个体差异隐患，提高了误差修正精度。

本发明提出了多参数可编辑嵌入式扫频激励信号模型，保证了被测矢量信号发生器的测试状态和工作状态的一致性；避免了现有技术方法依靠校准源单独激励测试，正常工作状态下的实际基带信号与校准状态差别较大，只能做到近似校准的弊端。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法，其特征在于，其环路包括：标准信号生成模块、I级预失真误差补偿器、II级预失真误差补偿器、原点偏移补偿器、传输通道和矢量调制器；

I级预失真误差补偿器以成型滤波器预失真的方式，反向抵消误差的幅相频响起伏特性；II级预失真误差补偿器将整个工作波段中经过I级预失真均衡的具有宽带特性的调制误差即I/Q增益不平衡和增益不平衡正角度误差予以修正；原点偏移补偿器则通过模拟器件的方式修正窄带特性调制误差即载波泄露；包括以下步骤：

步骤(1)、宽带矢量调制误差幅相频响特性测定：

首先，提出多参数可编辑嵌入式扫频激励信号模型，如式(1)：

k＝1，2，3，……

在此模型中，V_i ^c和V_q ^c分别表示I/Q两路注入激励信号，λ和ω分别代表了扫频信号的幅度增益和群时延；当λ＝1且ω＝0时，式(1)是单音调制的标准基带信号模型，将此模型式(1)中参数设为λ＝1、ω＝0，嵌入到被测矢量信号发生器的基带发生模块中，通过调节λ和ω两个参数，逐渐改善镜像噪声直至达到预定阈值；在完成全工作波段内的各取样点的参数调节之后，得到一组λ和ω的不同取值，这些取值的高低起伏特性即为信号宽带矢量调制误差幅相频响特性；

步骤(2)、成型滤波器预失真：

首先，根据步骤(1)中测定的宽带矢量调制幅相频响特性，经过增益参数取倒数、群时延参数取反的操作后，得到补偿滤波器的理想幅相频响特性；然后，经过固定阶数的fft变换得到一组与成型滤波器阶数相同的补偿滤波器参数；

然后，将得到的补偿滤波器系数与原成型滤波器系数点乘，完成成型滤波器的预失真；

最后，将预失真后的滤波器系数嵌入到基带信号发生模块，完成工作波段调制误差幅相频响特性的均衡；

步骤(3)、基于数模融合的调制误差修正：

步骤(31)，将传输通道和矢量调制器看成一个整体，输入矢量写为：

输出调制信号包络V^m写为

V^m＝M(V^c+A)， (2)

其中，

式中，g_i和g_q为I/Q两路基带信号传输通道增益，a_i和a_q为直流偏置分量，为载波正交度误差；

采取以下误差补偿器，

V^c＝CV^o+B， (4)

V⁰是基带信号；

其中，

b_i、b_q为直流偏置分量；

步骤(32)，进行参数B和C的辨识过程：

首先，进行直流偏置误差补偿参数B的辨识，采取最小二乘辨识准则：先将基带信号置零，即V^o＝0；通过调整参数B使包络检测器的检测值V^e取得最小值；由于检波二极管的特性，检测值V^e在最小值附近呈现凸函数性质，表示为：

V^e(B)≈G^e||B+A||²+Γ^e， (7)

其中，Γ^e是检波二极管的固有检测偏置，G^e是检波反馈电路增益，这两个值均为固定值；

接下来，将参数B取一组特殊值，计算出相应的一组V^e的取值，进而将此组B和V^e的取值作为已知量，参数A作为未知量，通过最小二乘的方式求得参数A的最优估计值

最后，根据

的关系，求得参数B的最优估计值

即矢量调制误差的直流偏置误差；

在确定直流偏置参数

的取值之后，接下来做误差补偿器中参数C的辨识：

根据式(5)的结构特点，将参数C重新定义为：

其中，d和f表示待辨识参数，ε₁和ε₂表示可调参数；

将输入量V^o分别取值：

Λ为检测设定值；

从而得到一组检波反馈取值：

通过调节参数d和f，使

实现参数辨识，“≈”表示当误差小于既定范围停止搜索，参数d和f的搜寻方法如下：

经级数展开得到以下关系式：

进而得到

其中δ是步进参数，这里δG^eΛ取值数值小的正数，以保证式(10)的收敛；

步骤(33)，在得到B和C的参数估计值之后，将B的数值送入原点偏移补偿器的DAC器件中，实现对载波泄露的抑制；将C的数值代入基带信号发生模块的数值计算过程中，将I/Q两路的数字值通过直接的加和乘运算实现预失真，从而完成对全工作波段的调制误差的整体修正。

2.如权利要求1所述的一种基于双级预失真的超宽带复杂格式矢量调制误差修正方法，其特征在于，在所述多参数可编辑嵌入式扫频激励信号模型中，采用遍历搜索的方式完成参数调节。

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