CN106533238A - 一种基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法，该方法属于船舶电网并网逆变器控制方法领域，利用广义积分器的正交信号发生器产生正交信号实现船舶电气***三相电压不平衡时的正负序电压分量提取，同时在正序电压信号后加入单同步坐标系锁相环，输出频率可以动态修正广义积分器的谐振频率，实现广义积分器的谐振频率与船舶电网频率的自适应，并且，应用电压前馈的控制方法，实现了对网侧不平衡电压的补偿，增强了***对电网电压畸变的抗扰性能，当船舶电网电压不平衡时，可以有效地抑制输出功率波动，从而保证船舶电气***敏感负荷的稳定运行。

Description

一种基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法

技术领域：

本发明涉及船舶电网并网逆变器控制方法领域，具体涉及一种船舶电气***并网时的逆变器控制方法。

背景技术：

随着化石能源的日渐枯竭、大气污染以及气候问题的日益严重，可再生能源的开发和利用受到了越来越广泛的重视。

而船舶停靠港口期间，使用岸电的供电模式，为传统船舶靠港期间的污染防治与节能降耗，提供了可能。岸电技术是指船舶在停靠港口码头时，停止使用船舶辅机发电机供电，改用港区码头上的岸电电源，通过电缆对船舶上的设备进行供电。而在使用岸电时，船舶电气***的并网操作一直是该过程中的难点与重点，原因在于若并网操作不及时，将会导致船舶电气***在高负荷的情况下运行，会严重影响船舶运行的经济性以及机组寿命，尤其是当电网电压出现三相不平衡情况时，需要行之有效的逆变器控制技术，使得电网能够平稳运行，从而保证船舶电气***并网时的电能质量与敏感负荷的稳定运行。而在实际应用中，船舶在并网中使用的传统PQ控制技术，已经难以满足船舶对供电切换时的灵活性、可靠性以及安全性要求。因此，需要一种新的逆变器控制技术，对上述问题加以解决。

发明内容：

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法；并网时，设计基于广义积分器的正、负序电压分量计量方法，并引入新型广义积分锁相环，实现对电网电压幅值、相位和频率的快速检测；同时，设计一种含电压补偿的PQ控制方法，应用于船舶电气***并网的逆变器控制技术中，完成在船舶电网电压不平衡时的输出功率抑制，从而实现船舶敏感负荷的稳定运行，保证船舶并网逆变器在电网电压及频率频繁波动情况下的稳定工作。

一种基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法，包含以下几个步骤：

步骤1、构建船舶并网时三相并网逆变器的拓扑结构；

步骤2、根据船舶并网时三相并网逆变器拓扑结构，对电网电压的幅值、相位和频率进行检测，获取船舶电网电压两相坐标系下正负序电压分量，具体如下：

步骤2-1、采集电网中三相电压信号，将三相电压信号进行CLARK变换，获得αβ两相电压信号；

步骤2-2、对获取的两相电压信号进行积分处理，分别获得相位互差90°的正交电压信号；

步骤2-3、通过单同步坐标系锁相环对两相坐标系下的正交电压信号进行PI控制调节，获得调节后正交电压信号的幅值、相位和频率；

步骤2-4、将获得的正交电压信号进行正负序电压计算，获取船舶电网电压两相坐标系下正负序电压分量；

步骤3、将步骤2获得的αβ两相坐标系下的正负序电压分量进行dq坐标变换，通过二阶低通滤波器获得低频的正负序电压信号；

步骤4、将获得的低频的正负序电压分量进行电压不平衡度计算，获得电压不平衡度；

步骤5、将获得的电压不平衡度与给定的电压不平衡度进行作差处理，采用PI控制方法获得电压反馈系数；

步骤6、将获得的电压反馈系数给定到船舶电气***PI控制单元中的电压环，实现对船舶电气***电压不平衡时的电压补偿。

步骤2-2所述的对获取的两相电压信号进行积分处理，具体为：采用基于广义积分器的正交信号发生器，分别对电网电压两相坐标系下正负序电压分量进行滞后90°的相位偏移处理；

所述广义积分器的传递函数，具体公式如下：

其中，D(s)表示基于广义积分器的正交信号发生器输出电压信号U′的传递函数，U为输入的交流电压信号，U′为基于广义积分器的正交信号发生器输出的电压信号，k表示正交信号发生器的阻尼系数，ω′表示正交信号发生器的谐振频率，Q(s)表示基于广义积分器的正交信号发生器输出电压信号qU′的传递函数，qU′为滞后U′电压信号90°的输出电压信号，表示积分单元；

所述的广义积分器，其输入输出电压信号的幅值关系，具体公式如下：

其中，ω为输入电压信号U的频率，Q²表示广义积分器输出U′电压信号的幅值变化量，D²表示广义积分器输出qU′电压信号的幅值变化量，∠D表示广义积分器输出U′电压信号的相角，∠Q表示广义积分器输出qU′信号的相角。

步骤2-3所述的通过单同步坐标系锁相环对两相坐标系下的正交电压信号进行PI控制调节，获得调节后正交电压信号的幅值、相位和频率，具体如下：

步骤2-4-1、将αβ两相坐标系下的电压信号转换成dq坐标系下的电压信号；

步骤2-4-2、采用PI控制方法对dq坐标系下的电压信号进行调节，使正序电压信号幅值趋近于0，获得调节后的频率，将该频率与设定的角频率进行叠加，获得单同步坐标系锁相环的输出频率，将该频率作为步骤2-2中广义积分器的谐振频率；

步骤2-4-3、判断广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率是否相等，若是，则船舶电气***稳定，无需修正；否则，将广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率进行比较，获得补偿量，将该补偿量反馈至锁相环PI控制单元中，使广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率相等。

本发明优点：

本发明中所述的基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法较现有技术，具有以下优势：

利用广义积分器的正交信号发生器产生正交信号实现船舶电气***三相电压不平衡时的正负序电压分量提取，同时在正序电压信号后加入单同步坐标系锁相环，输出频率可以动态修正基于广义积分器的正交信号发生器的谐振频率，实现基于广义积分器的正交信号发生器的谐振频率与船舶电网频率的自适应，应用电压前馈的控制方法，实现了对网侧不平衡电压的补偿，增强了***对电网电压畸变的抗扰性能，当船舶电网电压不平衡时，所述技术手段可以有效地抑制输出功率波动，从而保证船舶电气***敏感负荷的稳定运行。

附图说明：

图1为本发明一种实施例的基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法流程图；

图2为本发明一种实施例的含LCL滤波器的船舶电气***三相并网逆变器拓扑图；

图3为本发明一种实施例的基于广义积分器的正交信号发生器结构图；

图4为本发明一种实施例的单同步坐标系锁相环控制原理图；

图5为本发明一种实施例的基于广义积分器的正负序电压分量提取原理图；

图6为本发明一种实施例的船舶电网正负序电压信号采集原理图；

图7为本发明一种实施例的电压补偿控制原理图；

图8为本发明一种实施例的逆变器输出电压波形对比图，其中，图(a)为逆变器采用传统控制方法的电压波形效果图，图(b)为采用所述改进控制方法的电压波形效果图；

图9为本发明一种实施例的逆变器输出有功功率波形对比图，其中，图(a)为逆变器采用传统控制方法的有功功率波形效果图，图(b)为采用所述改进控制方法的有功功率波形效果图；

图10为本发明一种实施例的逆变器输出无功功率波形对比图，其中，图(a)为逆变器采用传统控制方法的无功功率波形效果图，图(b)为采用所述改进控制方法的无功功率波形效果图。

具体实施方式：

下面结合附图和实施例，对本发明进一步说明。

本发明实施例中，基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法，方法流程图如图1所示，包括以下步骤：

步骤1、构建船舶并网时三相并网逆变器的拓扑结构；

本发明实施例中，船舶电气***并网时，只需要考虑其作为交流侧需满足并网条件即可，无需考虑控制直流侧电压，由此，可选用单级型逆变器结构。同时由于船舶载荷容量大，船舶并网设备属于大功率并网设备，需满足船舶电网的三相三线制的接入特性，故逆变器选取三相全桥逆变的拓扑结构。

逆变器输出端与船舶电网之间通过LCL滤波器相连，适用于船舶电气***的低开关频率的中大功率场合，综合考虑船舶的应用场合、工作条件以及船舶电气***设备的功率级别，本发明实施例中，设计了含LCL滤波器的船舶电气***三相并网逆变器拓扑图，如图2所示，包括：三组功率开关管T₁～T₆及与之反并联的续流二极管D₁～D₆，a、b、c表示船舶电网的三相，逆变器侧滤波电感L_ia～L_ic，滤波电容C_a～C_c，船舶电气***网侧滤波电感L_oa～L_oc。R_ia、R_ib、R_ic为逆变器侧滤波电感的寄生电阻，R_oa、R_ob、R_oc是网侧滤波器的寄生电阻，直流侧母线电压记作V_dc，直流母线流向逆变桥的电流记作i_dc，逆变桥的输出电流分别记作i_ia、i_ib和i_ic，流入滤波电容的电流记作i_ca、i_cb、i_cc，流经网侧滤波电感的电流记作i_oa、i_ob、i_oc，U_ca、U_cb、U_cc表示滤波电容的端电压，U_ga、U_gb、U_gc是船舶电网各相的相电压，P表示直流母线正极，N表示直流母线负极，O表示船舶三相电网的中性点。

本发明实施例中，数学模型的建立将不考虑功率开关管的损耗，及同一桥臂上、下两开关管的死区间隔，逆变器侧输出电压U_kN同其直流侧电压V_dc间的关系如下：

U_kN＝S_kV_dc (4)

其中，U_kN(k＝a，b，c)为船舶电网的相电压，S_k为描述逆变器桥臂开关元件导通状态的二值逻辑函数，S_k＝0表示桥臂下半部分的开关元件导通，上半部分的开关元件关闭，S_k＝1表示桥臂上半部分的开关元件导通，下半部分的开关元件关闭。V_dc为直流母线电压。

逆变器交流侧的电压、电流方程如下：

其中，k＝a、b、c表示船舶电网的三相，L_ik为滤波器侧滤波电感，i_ik表示逆变桥的输出电流，C_k是滤波电容，U_kN表示各相对直流母线负极的电压，U_ck表示滤波电容的端电压，R_ik为逆变器侧滤波电感的寄生电阻，U_NO表示直流母线负极到船舶电网三相中性点的电压，L_ok为船舶电气***网侧滤波电感，i_ok表示网侧滤波电感电流，U_gk表示船舶电网各相的相电压，R_ok为网侧滤波器的寄生电阻，i_ck表示流经滤波电容的电流。

由于逆变器交流侧为三相三线制的接线方式，因此通过滤波器的逆变器侧滤波电感、网侧滤波电感和滤波电容的三相电流求和均为零。

直流母线与船舶电网中性点间的电压U_NO为：

在一个开关周期内，直流母线电压连续且近似不变，逆变器交流侧的输出电压U_gk可以等效为由开关函数S_k控制的电压源。

并网逆变器交流侧的三相电压方程可表示为：

则有，船舶电气***并网逆变器拓扑的数学模型在三相静止坐标系中，公式如下：

交流逆变器交流侧船舶电网电压方程如下：

电流方程如下：

逆变器直流侧电流与各相逆变桥桥路开关管状态函数，及逆变器交流侧的各项输出电流之间的关系为：

其中，i_dc为逆变器直流侧电流，S_k为各相逆变桥桥路开关管状态函数；

当某相逆变桥桥路导通时，该相开关管状态函数S_k＝1，关断时，S_k＝0。

将三相静止坐标系下的交流侧船舶电网电压方程和电流方程经过CLARK变换，得到船舶电气***并网逆变器拓扑的数学模型在两相静止坐标系中方程，具体公式如下：

本发明实施例中，所设计的电路拓扑的LCL滤波器各相间参数相同，故有：L_ia＝L_ib＝L_ic＝L₁，R_ia＝R_ib＝R_ic＝R_i，L_oa＝L_ob＝L_oc＝L₂，R_oa＝R_ob＝R_oc＝R_o以及C_a＝C_b＝C_c＝C。CLARK变换矩阵如下：

同样的，两相静止坐标系下的直流侧电流和各相电流满足以下关系：

步骤2、根据船舶并网时三相并网逆变器拓扑结构，对电网电压的幅值、相位和频率进行检测，获取船舶电网电压两相坐标系下正负序电压分量，具体如下：

步骤2-1、采集电网中三相电压信号U_a、U_b、U_c，将三相电压信号U_a、U_b、U_c进行CLARK变换，获得αβ两相电压信号U_α、U_β；

本发明实施例中，船舶电气***电网电压不平衡时，根据对称分量法，不平衡电压分解为正序、负序和零序分量，表示如下：

其中，U^P、U^N、U⁰分别表示船舶不平衡电压的正序分量、负序分量和零序分量，和分别表示负序电压分量和零序电压分量的初始相角。

不平衡电压中的正序分量简记为：

其中，

公式(16)中D为对称阵，δ是变换因子，通过CLARK变换的方式，消除不平衡电压中的零序分量的影响，获得在(α，β)坐标系中的不平衡电压：

步骤2-2、通过对获取的两相电压信号进行积分处理的方法，分别获得相位互差90°的正交电压信号；

本发明实施例中，所述的对获取的两相电压信号进行积分处理的方法，具体如下：

引入广义积分器锁相环，该锁相环采用基于广义积分器的正交信号发生器，结构图如图3所示，分别对电网电压在(α，β)坐标系下的α分量和β进行滞后90°的相位偏移处理，所述广义积分器的传递函数，具体公式如下：

其中，D(s)表示基于广义积分器的正交信号发生器输出电压信号U′的传递函数，U为输入的交流电压信号，U′为基于广义积分器的正交信号发生器输出的电压信号，k表示正交信号发生器的阻尼系数，ω′表示正交信号发生器的谐振频率，Q(s)表示基于广义积分器的正交信号发生器输出电压信号qU′的传递函数，qU′为滞后U′电压信号90°的输出电压信号，表示积分单元；

所述的广义积分器，其输入输出电压信号的幅值关系，具体公式如下：

其中，ω为输入电压信号U的频率，Q²表示广义积分器输出U′电压信号的幅值变化量，D²表示广义积分器输出qU′电压信号的幅值变化量，∠D表示广义积分器输出U′电压信号的相角，∠Q表示广义积分器输出qU′信号的相角。

步骤2-3、通过单同步坐标系锁相环对两相坐标系下的正交电压信号进行PI控制调节，获得调节后正交电压信号的幅值、相位和频率，具体如下：

本发明实施例中，单同步坐标系锁相环控制原理图如图4所示，将αβ两相坐标系下的电压信号转换成dq坐标系下的电压信号；

采用PI控制算法对dq坐标系下的电压信号进行调节，使正序电压信号幅值趋近于0，获得调节后的频率，将该频率与设定的角频率进行叠加，获得单同步坐标系锁相环的输出频率，将该频率作为步骤2-2中广义积分器的谐振频率；

判断广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率是否相等，若是，则船舶电气***稳定，无需修正；否则，将广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率进行比较，获得补偿量，将该补偿量反馈至锁相环PI控制单元中，使广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率相等。

步骤2-4、将获得的正交电压信号进行正负序电压计算，获取船舶电网电压两相坐标系下正负序电压分量

本发明实施例中，基于广义积分器的正负序电压分量提取原理图如图5所示，不平衡电压中的正序分量在(α,β)坐标系下简记为：

其中，T_abc/αβ是CLARK变换矩阵；

故有：

其中，表示滞后于原电压相位

船舶电网不平衡电压中的负序分量同样可以进行上述变换；

因此，(α,β)坐标系下的船舶电网不平衡电压的正序分量负序分量公式如下：

步骤3、将步骤2获得的αβ两相坐标系下的正负序电压分量进行dq坐标变换，通过二阶低通滤波器获得低频的正负序电压信号；

本发明实施例中，船舶电网正负序电压信号采集原理图如图6所示，电网中三相电压信号U_a、U_b、U_c，经步骤2处理获取船舶电网电压两相坐标系下正负序电压分量进行dq坐标转换，通过二阶低通滤波器，获得低频的电压信号二阶低通滤波器LPF的传递函数如下：

其中，ω_cut表示LPF的截止频率，ξ为LPF的衰减系数；

步骤4、将获得的低频的正负序电压分量进行电压不平衡度计算，获得电压不平衡度；

本发明实施例中，电压补偿控制原理图如图7所示，将步骤3获得的低频的电压信号 进行电压不平衡度计算，获得电压不平衡度VUF；

步骤5、将获得的电压不平衡度VUF与给定的电压不平衡度VUF^*进行比较，并采用PI控制方法，获得电压反馈系数U_cr；

步骤6、将获得的电压反馈系数给定到原船舶电气***PI控制单元中的电压环，实现对船舶电气***电压不平衡时的电压补偿。

本发明实施例中，PI控制单元采用PI控制器，将获得的电压不平衡度VUF与给定的电压不平衡度VUF^*进行比较，并通过PI控制器，通过PI控制方法获得电压反馈系数U_cr，将电压反馈系数U_cr给定到原船舶电气***中PI控制器的电压环，对原船舶电气***中PI控制器的给定输入做补偿，实现对船舶电气***电压不平衡时的电压补偿。

本发明实施例中，船舶电气***并网逆变器的控制方法仿真图，如图8中图(a)和图(b)、图9中图(a)和图(b)、图10中图(a)和图(b)所示。基于所述的新型锁相环结构以及改进的电压补偿控制方法搭建船舶电气***电网模型，仿真软件采用Matlab/Simulink，逆变器功率等级采用100kW，仿真参数中，输出功率设置为100kVA，船舶电网电压额定值设置为400V，控制器内环K₁₁、K₁₂分别设定为0.75、22，控制器外环K₂₁、K₂₂分别设定为8、0.79，电压控制器K₃₁、K₃₂分别设定为0.535、7。

图8为逆变器输出电压波形对比图，其中，图(a)为逆变器采用传统控制方法的电压波形效果图，图(b)为采用所述改进控制方法的电压波形效果图；可见采用传统控制方法时，公共连接点(PCC点)处电压出现不平衡，采用改进控制方法后，船舶电网电压不平衡得到有效改善，三相电压的幅值均等于电压的给定值。

图9、图10分别为逆变器输出有功功率波形对比图和逆变器输出无功功率波形对比图，其中图9中，图(a)为逆变器采用传统控制方法的有功功率波形效果图，图(b)为采用所述改进控制方法的有功功率波形效果图；图10中，图(a)为逆变器采用传统控制方法的无功功率波形效果图，图(b)为采用所述改进控制方法的无功功率波形效果图；传统的控制方法未加入电压补偿环节，船舶电网逆变器的功率输出产生了明显的波动，采用改进的逆变器控制方法，加入电压补偿器后，逆变器的有功输出跟随给定值稳定输出，同时无功功率的波形也得到了很大的改善。

Claims (3)

1.一种基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法，其特征在于：包含以下几个步骤：

步骤1、构建船舶并网时三相并网逆变器的拓扑结构；

步骤2、根据船舶并网时三相并网逆变器拓扑结构，对电网电压的幅值、相位和频率进行检测，获取船舶电网电压两相坐标系下正负序电压分量，具体如下：

步骤2-1、采集电网中三相电压信号，将三相电压信号进行CLARK变换，获得αβ两相电压信号；

步骤2-2、对获取的两相电压信号进行积分处理，分别获得相位互差90°的正交电压信号；

步骤2-3、通过单同步坐标系锁相环对两相坐标系下的正交电压信号进行PI控制调节，获得调节后正交电压信号的幅值、相位和频率；

步骤2-4、将获得的正交电压信号进行正负序电压计算，获取船舶电网电压两相坐标系下正负序电压分量；

步骤3、将步骤2获得的αβ两相坐标系下的正负序电压分量进行dq坐标变换，通过二阶低通滤波器获得低频的正负序电压信号；

步骤4、将获得的低频的正负序电压分量进行电压不平衡度计算，获得电压不平衡度；

步骤5、将获得的电压不平衡度与给定的电压不平衡度进行作差处理，采用PI控制方法获得电压反馈系数；

步骤6、将获得的电压反馈系数给定到船舶电气***PI控制单元中的电压环，实现对船舶电气***电压不平衡时的电压补偿。

2.根据权利要求1所述的基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法，其特征在于：步骤2-2所述的对获取的两相电压信号进行积分处理，具体为：采用基于广义积分器的正交信号发生器，分别对电网电压两相坐标系下正负序电压分量进行滞后90°的相位偏移处理；

所述广义积分器的传递函数，具体公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}D\left(s\right)=\frac{U^{\′}}{U}=\frac{{\mathrm{k\ω}}^{\′}s}{{\mathrm{\ω}}^{\′2}+{\mathrm{k\ω}}^{\′}s+s^2}\\ Q\left(s\right)=\frac{{\mathrm{qU}}^{\′}}{U}=\frac{{\mathrm{k\ω}}^{\′}}{{\mathrm{\ω}}^{\′2}+{\mathrm{k\ω}}^{\′}s+s^2}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，D(s)表示基于广义积分器的正交信号发生器输出电压信号U′的传递函数，U为输入的交流电压信号，U′为基于广义积分器的正交信号发生器输出的电压信号，k表示正交信号发生器的阻尼系数，ω′表示正交信号发生器的谐振频率，Q(s)表示基于广义积分器的正交信号发生器输出电压信号qU′的传递函数，qU′为滞后U′电压信号90°的输出电压信号，表示积分单元；

所述的广义积分器，其输入输出电压信号的幅值关系，具体公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{U}^{\′}=D\left(s\right)U\\ D^2=\frac{{\left({\mathrm{k\ω}}^{\′}\mathrm{\ω}\right)}^2}{{\left({\mathrm{k\ω}}^{\′}\mathrm{\ω}\right)}^2+{({\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}}^{\′2})}^2}\\ \∠D={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\ω}}^{\′2}-{\mathrm{\ω}}^2}{{\mathrm{k\ω}}^{\′}\mathrm{\ω}}\right)\end{array}\right.---\left(2\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{qU}}^{\′}=Q\left(s\right)U\\ Q^2=\frac{{\mathrm{\ω}}^{\′2}}{{\mathrm{\ω}}^2}{D}^2\\ \∠Q=\∠D-\frac{\mathrm{\π}}{2}\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，ω为输入电压信号U的频率，Q²表示广义积分器输出U′电压信号的幅值变化量，D²表示广义积分器输出qU′电压信号的幅值变化量，∠D表示广义积分器输出U′电压信号的相角，∠Q表示广义积分器输出qU′信号的相角。

3.根据权利要求1所述的基于电压补偿的船舶电气***并网逆变器的控制方法，其特征在于：步骤2-3所述的通过单同步坐标系锁相环对两相坐标系下的正交电压信号进行PI控制调节，获得调节后正交电压信号的幅值、相位和频率，具体如下：

步骤2-4-1、将αβ两相坐标系下的电压信号转换成dq坐标系下的电压信号；

步骤2-4-2、采用PI控制方法对dq坐标系下的电压信号进行调节，使正序电压信号幅值趋近于0，获得调节后的频率，将该频率与设定的角频率进行叠加，获得单同步坐标系锁相环的输出频率，将该频率作为步骤2-2中广义积分器的谐振频率；

步骤2-4-3、判断广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率是否相等，若是，则船舶电气***稳定，无需修正；否则，将广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率进行比较，获得补偿量，将该补偿量反馈至锁相环PI控制单元中，使广义积分器的谐振频率与船舶电网三相电压信号的频率相等。