CN106533183B - 高效率隔离式直流全桥变换电路 - Google Patents

高效率隔离式直流全桥变换电路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种高效率隔离式直流全桥变换电路，包括辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路，辅助电流源的输入端与输入电源并联，输出端分别连接到全桥电路两个桥臂的中点，高频变压器的初级侧连接到全桥电路两个桥臂的中点，次级侧的非公共端与同步整流电路相连，次级侧的公共端与滤波电路向连接，其技术特点是：高频变压器的次级侧的公共端还连接一复位电容电路，该复位电容电路与滤波电路的输出端共同与负载并联。本发明在高频变压器次级侧设有复位电容辅助电路，该辅助电路主要用来实现高频变压器两侧电流的复位功能，在一定程度上提高了功率传输效率，可应用在新能源发电、电动汽车中的电气变换装置中。

Description

高效率隔离式直流全桥变换电路
技术领域
本发明属于汽车开关电源技术领域，尤其是一种高效率隔离式直流全桥变换电路。
背景技术
目前，隔离式直流全桥变换电路已经广泛应用于各个领域中，如新能源发电、服务器供电电源、电动汽车等。由于变换电路的工作环境日渐复杂，作为一种电能转换和传输装置，因此，功率传输效率成为重要的关注话题。为了提高隔离式直流全桥变换电路的功率传输效率，有许多学者在典型变换电路的基础上，添加或改进不同形式的辅助电路。这些辅助电路的作用可以大致分成两类：增强全桥电路软开关能力；减小主电路通态损耗。
隔离式直流全桥变换电路一般采用移相调制策略，因此有超前桥臂和滞后桥臂之分。增强全桥电路软开关能力的手段主要是增强滞后桥臂上开关器件的电流，以确保实现器件的零电压开关，目前主要有增加阻抗网络、有源辅助电路和无源辅助电路几种途径。增加由电感和电容组成的阻抗网络容易造成输出电压电流纹波的加大，使滤波电路的设计较为复杂；增加有源辅助电路需要同时增加一定数量的驱动电路，同时需要设计相应的调制策略；增加无源辅助电路除需要考虑无源器件自身带来的损耗，还需要考虑对开关器件带来的额外影响。减小主电路通态损耗的手段主要是降低主电路0状态时高频变压器初级侧和次级侧的通态电流，目前主要有增加阻断电容、谐振网络、有源辅助电路和能量恢复箝位电路几种途径。增加阻断电容可能降低电压的利用率，或者电容自身损耗较大；在变压器两侧增加谐振网络后，为了使变换电路性能优良，需要采用调频策略，造成滤波电路设计复杂；增加有源辅助电路除了需要设计相应的驱动电路、调制策略和控制策略外，还需要考虑附加损耗；增加能量恢复箝位电路造成高频变压器两侧有电压电流尖峰现象，需要对尖峰进行一定抑制。
一种典型的隔离式直流全桥变换电路如图3所示，该变换电路主要由辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路五部分组成。辅助电流源由两个均压电容C1和C2、辅助电感L1、初次级匝比为1:1的辅助变压器T1组成；全桥电路由四个开关管Q1～Q4构成；高频变压器包括漏感Lp、励磁电感LM、初次级匝比为N:1:1的绕组；同步整流电路包括两个肖特基二极管D1和D2；滤波电路由滤波电感Lf、滤波电容C组成。上述电路存在以下问题：
1、若增强滞后桥臂开关器件的电流以确保实现零电压开关，则当辅助电流源部分采用均压电容时，滞后桥臂开关器件的额外通态损耗较大。
2、辅助变压器T1的初级侧与次级侧匝比为1:1，向滞后桥臂注入附加电流时，会引起超前桥臂开关器件的附加通态损耗较大，同时会造成输入电源注入该辅助电流源部分的电流较大。
3、电路在0工作状态过程中，高频变压器包括一定的铜损和铁损，整流二极管D1和D2、滤波电感L和滤波电容C都有一定的损耗，主电路整体通态损耗较大。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种设计合理、能够有效提高功率传输效率的高效率隔离式直流全桥变换电路。
本发明解决其技术问题是采取以下技术方案实现的：
一种高效率隔离式直流全桥变换电路，包括辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路；所述辅助电流源的输入端与输入电源并联，该辅助电流源的输出端分别连接到全桥电路两个桥臂的中点；所述高频变压器的初级侧连接到全桥电路两个桥臂的中点，该高频变压器的次级侧的非公共端与同步整流电路相连，该高频变压器的次级侧的公共端与滤波电路向连接，所述高频变压器的次级侧的公共端还连接一复位电容电路，该复位电容电路与滤波电路的输出端共同与负载并联。
所述复位电容电路由复位电容Cb1、复位电容Cb2、复位二极管Db1、复位二极管Db2、复位二极管Db3、谐振电感Lb、谐振电容Cb3构成，复位二极管Db3的阴极与滤波电感Lf相连，复位二极管Db3的阳极接地，复位电容Cb1一端与滤波电感Lf相连，复位电容Cb1另一端与复位二极管Db1的阳极相连，复位二极管Db2的阴极连接到复位二极管Db1的阳极，复位二极管Db2的阳极接地，复位二极管Db1的阴极与复位电容Cb2的一端相连，复位电容Cb2的另外一端接地，谐振电容Cb3的一端连接到滤波电感Lf和滤波电容C的公共端，谐振电容Cb3的另一端与谐振电感Lb相连，谐振电感Lb的另一端连接到复位二极管Db1的阴极。
所述辅助电流源由均压谐振电容Ca1、均压谐振电容Ca2、辅助电感La、初级侧匝比为n:1的辅助变压器Ta连接构成，均压谐振电容Ca1和均压谐振电容Ca2的一端分别连接到输入电源的正负极上，均压谐振电容Ca1和均压谐振电容Ca2的另一端是公共端并连接辅助电感La，辅助电感La的另一端与辅助变压器Ta两个绕组的公共端相连，辅助变压器Ta两个绕组的非公共端分别连接到全桥电路两个桥臂的中点。
所述全桥电路由四个开关器件连接构成，开关器件Q1和开关器件Q4组成超前桥臂，开关器件Q2和开关器件Q3组成滞后桥臂。
所述高频变压器包括漏感Lp、励磁电感LM、初次级匝比为N:1:1的绕组，漏感Lp的一端连接到超前桥臂的中点，漏感Lp的另一端连接到高频变压器初级侧绕组，励磁电感LM并联在高频变压器初级侧绕组的两端，高频变压器初级侧绕组的另一端连接到滞后桥臂的中点，高频变压器次级侧绕组分别与同步整流电路、滤波电路和复位电容电路公共输入端连接。
所述同步整流电路由肖特基二极管D1和肖特基二极管D2构成，肖特基二极管D1和肖特基二极管D2的阳极共地，肖特基二极管D1和肖特基二极管D2的阴极分别与高频变压器次级侧绕组的非公共端相连。
所述滤波电路由滤波电感Lf、滤波电容C构成，滤波电感Lf的一端与高频变压器次级侧绕组的公共端相连，滤波电感Lf的另一端与滤波电容C连接，滤波电容C的另一端连接到地，负载R并联在滤波电容C的两侧。
本发明的优点和积极效果是：
1、本变换电路中的辅助电流源部分的两个电容在均压的同时，还与其相连的辅助电感一起进行谐振。在滞后桥臂开关过渡过程时的主电路高频变压器初级侧电流近似相同的条件下，与现有变换电路(图3)相比，本发明的变换电路中辅助电流源注入滞后桥臂中点的电流相对较大，进而确保开关器件能够实现零电压开关。现有变换电路若要统一增强滞后桥臂开关器件的电流，则需要减小辅助电感L1，与本发明的变换电路相比，其注入滞后桥臂中点的电流较大。
2、本变换电路中的辅助电流源部分的辅助变压器初次级匝比为n:1(n大于1)，无论电路是工作于+1、0、-1中的何种状态，流经辅助变压器初级侧的电流都小于次级侧的电流。由于初级侧线圈与超前桥臂中点相连，次级侧线圈与滞后桥臂中点相连，故同一时刻内超前桥臂的附加电流都小于滞后桥臂。在滞后桥臂开关过渡过程时的主电路高频变压器初级侧电流近似相同的条件下，与现有变换电路相比，注入超前桥臂中点的电流减小，超前桥臂开关器件的附加通态损耗降低。另外在本发明的变换电路中，从输入电源注入该辅助电流源的电流较小。
3、本变换电路的高频变压器次级侧有复位电容辅助电路，该辅助电路主要用来实现高频变压器两侧电流的复位。当电路工作状态从0转换到+1或-1时，复位电容通过复位二极管进行充电过程，进而在+1或-1的工作状态中储存一定能量。当电路工作状态从+1或-1转换到0时，复位电容通过其它复位二极管进行放电过程，将所存储的能量释放，以便复位高频变压器初次级侧线圈的电流。另外，复位电容辅助电路中除续流二极管外，流经其它元件的平均电流远远小于主电路通态电流。在输出电压和负载功率相同的条件下，与现有变换电路相比，本发明的变换电路在0工作状态时，高频变压器两侧电流较低，次级侧绕组电流甚至接近零。进一步，可以减小高频变压器两侧电流的有效值。
4、本变换电路设计合理，从增强全桥电路软开关能力和减小电路通态损耗两个角度设计辅助电路。在滞后桥臂开关过渡过程时的主电路高频变压器初级侧电流近似相同的条件下，与现有变换电路相比，本发明的变换电路可以增强滞后桥臂上开关器件的电流，以确保器件的零电压开关；同时可以减小输入电源注入辅助电流源部分的电流、以及辅助电流源部分注入超前桥臂的电流。在主电路输出电压和负载功率相同的条件下，与现有变换电路相比，本发明的变换电路可以降低高频变压器两侧电流的有效值，同时辅助电流源部分的元件参数设置合适后，可以减小输入电源注入辅助电流源部分和主电路部分的电流。综上，本发明在一定程度上提高了功率传输效率，可应用在新能源发电、服务器供电电源、电动汽车中的电气变换装置中。
附图说明
图1是本发明的电路图；
图2是本发明的主要波形图；
图3是现有隔离式直流全桥变换电路的电路图；
图4是现有隔离式直流全桥变换电路的主要波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明实施例作进一步详述：
一种高效率隔离式直流全桥变换电路是对现有隔离式直流全桥变换电路(如图3所示)进行改进而来。该高效率隔离式直流全桥变换电路由辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路、滤波电路和复位电容电路六部分组成，其与现有隔离式直流全桥变换电路(图3)有以下不同之处：
1、现有变换电路中的C1和C2是均压电容，二者中点电压保持不变，大小是输入电压Uin的一半。本发明的变换电路尽管仍在辅助电流源部分中将两个电容串联后并接在输入电源两侧，但是两个电容并不仅仅起到均压的作用，与后级电路还具备一定的谐振作用。电路进入稳定工作过程时，两个电容的中点电压始终做周期性变化，变化周期与开关周期相同，并且每个周期内中点电压的平均值是输入电压的一半。
2、现有变换电路中的辅助变压器T1的初级侧绕组与超前桥臂中点相连，次级侧绕组与滞后桥臂中点相连，并且初次级线圈匝比为1:1。本发明的变换电路尽管仍在辅助电流源部分中将一个辅助变压器串联接在谐振电感另一端，该变压器初次级侧线圈仍分别与超前、滞后桥臂的中点相连，但是变压器初次级侧绕组的匝比不再是1:1，而是n:1(n大于1)。电路在稳定运行时，无论电路处于+1、0、-1三种状态中的何种状态，辅助电流源注入超前桥臂的附加电流都小于滞后桥臂的附加电流。
3、本发明的变换电路在高频变压器部分的次级侧和滤波电路部分之间加入了复位电容电路部分，该复位电路由三个复位二极管、两个复位电容、一个LC谐振电路构成。当电路处于稳定工作过程中，从0工作状态转换到+1(或-1)工作状态时，复位电容进行充电；从+1(或-1)工作状态转换到0工作状态时，复位电容进行放电。通过复位电容的充放电过程，使高频变压器两侧的通态电流在0工作状态时可以复位。
如图1所示，一种高效率隔离式直流全桥变换电路由辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路、滤波电路和复位电容电路六部分连接构成。辅助电流源的输入端与输入电源Uin并联，辅助电流源的输出端分别连接到全桥电路两个桥臂的中点；高频变压器的初级侧连接到全桥电路两个桥臂的中点，次级侧的非公共端与同步整流电路相连，次级侧的公共端分别与滤波电路和复位电容电路连接；滤波电路和复位电容电路的输出端共同与负载并联。
辅助电流源由均压谐振电容Ca1和Ca2、辅助电感La、初次级侧匝比为n:1的辅助变压器Ta连接构成，均压谐振电容Ca1和Ca2的一端分别连接到输入电源Uin的正负极上，另外一端是公共端，连接到辅助电感La，辅助电感La的另外一端与辅助变压器Ta两个绕组的公共端相连，辅助变压器Ta两个绕组的非公共端分别连接到全桥电路两个桥臂的中点A和B。全桥电路由四个开关器件Q1～Q4连接构成，开关器件Q1和Q4组成超前桥臂，A是其中点，开关器件Q2和Q3组成滞后桥臂，B是其中点。高频变压器主要含有漏感Lp、励磁电感LM、初次级匝比为N:1:1的绕组，漏感Lp一端连接到超前桥臂的中点A，一端连接到高频变压器初级侧绕组，励磁电感LM并联在高频变压器初级侧绕组的两端，初级侧绕组的另一端连接到滞后桥臂的中点B，高频变压器次级侧绕组分别与同步整流电路、滤波电路和复位电容电路公共输入端连接。同步整流电路由肖特基二极管D1和D2构成，肖特基二极管D1和D2的阳极共地，阴极分别与高频变压器次级侧绕组的非公共端相连。滤波电路由滤波电感Lf、滤波电容C组成，滤波电感Lf一端与高频变压器次级侧绕组的公共端相连，一端与滤波电容C连接，滤波电容C的另一端连接到地，负载R并联在滤波电容C的两侧。复位电容电路由复位电容Cb1和Cb2、复位二极管Db1～Db3、谐振电感Lb、谐振电容Cb3组成，复位二极管Db3的阴极与滤波电感Lf相连，复位二极管Db3的阳极接地，复位电容Cb1一端与滤波电感Lf相连，另外一端与复位二极管Db1的阳极相连，复位二极管Db2的阴极连接到复位二极管Db1的阳极，复位二极管Db2的阳极接地，复位二极管Db1的阴极与复位电容Cb2的一端相连，复位电容Cb2的另外一端接地，谐振电容Cb3的一端连接到滤波电感Lf和滤波电容C的公共端，谐振电容Cb3的另外一端与谐振电感Lb相连，谐振电感Lb的另外一端连接到复位二极管Db1的阴极。
本发明的变换电路的主要波形如图2所示，该变换电路在一个开关周期内包含以下步骤：
初始时刻t0至第一时刻t1：开关器件Q2关断，滞后桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压UAB开始正向增加。辅助变压器Ta次级侧电流iB近似反向最大值，以辅助开关器件Q3实现零电压开关。漏感Lp电流iLp开始正向增加，变压器次级侧对地电压US被复位二极管Db3箝位。
第一时刻t1至第二时刻t2：全桥电路中点电压UAB在第一时刻t1达到+1工作状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB开始反向减小，漏感Lp电流iLp继续正向增加，达到正向最大值后开始正向减小，变压器次级侧对地电压US经过一小段延时后开始增加。
第二时刻t2至第三时刻t3：第二时刻t2复位二极管Db1零电流关断，全桥电路中点电压UAB仍工作于+1状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB继续反向减小，漏感Lp电流iLp正向增加，变压器次级侧对地电压US从正向最大值下降，经过一小段时间震荡后近似达到定值。
第三时刻t3至第四时刻t4：开关器件Q1关断，超前桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压UAB开始正向减小。辅助变压器Ta次级侧电流iB继续反向减小，漏感Lp电流iLp近似正向次大值，变压器次级侧对地电压US几乎不发生变化。
第四时刻t4至第五时刻t5：全桥电路中点电压UAB在第四时刻t4达到0工作状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB继续正向增加，漏感Lp电流iLp逐渐下降到近似正向最小值处，由于复位电容电路的作用，变压器次级侧对地电压US缓慢下降。
第五时刻t5至第六时刻t6：第五时刻t5复位二极管Db3开始导通，全桥电路中点电压UAB工作在0工作状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB继续正向增加，漏感Lp电流iLp近似正向最小值，变压器次级侧对地电压US被复位二极管Db3箝位。
第六时刻t6至第七时刻t7：开关器件Q3关断，滞后桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压UAB开始反向增加。辅助变压器Ta次级侧电流iB近似正向最大值，以辅助开关器件Q2实现零电压开关。漏感Lp电流iLp开始反向增加，变压器次级侧对地电压US被复位二极管Db3箝位。
第七时刻t7至第八时刻t8：全桥电路中点电压UAB在第七时刻t7达到-1工作状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB开始正向减小，漏感Lp电流iLp继续反向增加，达到反向最大值后开始反向减小，变压器次级侧对地电压US经过一小段延时后开始增加。
第八时刻t8至第九时刻t9：第八时刻t8复位二极管Db1零电流关断，全桥电路中点电压UAB仍工作于-1状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB继续正向减小，漏感Lp电流iLp反向增加，变压器次级侧对地电压US从正向最大值下降，经过一小段时间震荡后近似达到定值。
第九时刻t9至第十时刻t10：开关器件Q4关断，超前桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压UAB开始反向减小。辅助变压器Ta次级侧电流iB继续正向减小，漏感Lp电流iLp近似反向次大值，变压器次级侧对地电压US几乎不发生变化。
第十时刻t10至第十一时刻t11：全桥电路中点电压UAB在第十时刻t10达到0工作状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB继续反向增加，漏感Lp电流iLp逐渐下降到近似反向最小值处，由于复位电容电路的作用，变压器次级侧对地电压US缓慢下降。
第十一时刻t11至下一初始时刻t0：第十一时刻t11复位二极管Db3开始导通，全桥电路中点电压UAB工作在0工作状态，辅助变压器Ta次级侧电流iB继续反向增加，漏感Lp电流iLp近似反向最小值，变压器次级侧对地电压US被复位二极管Db3箝位。
本发明的变换电路(图1)和现有变换电路(图3)中除辅助电流源、复位电容电路外其它部分一定的情况下，对比图2和图4可以发现，若本发明的变换电路的辅助电流源和复位电容电路两部分参数设计合理，那么以下两点可以同时满足：(1)在滞后桥臂开关过渡过程时的漏感Lp电流iLp近似相同的条件下，本发明的辅助变压器Ta次级侧电流iB较大，进而增强全桥电路的软开关能力；(2)在主电路输出电压和负载功率相同的条件下，本发明的变换电路的漏感Lp电流iLp、输入电源注入辅助电流源部分的电流较小，进而减小电路的整体通态损耗。综上，本发明的隔离式直流全桥变换电路具备高功率传输效率的特点。
需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，同样属于本发明保护的范围。

Claims (5)

1.一种高效率隔离式直流全桥变换电路，包括辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路；所述辅助电流源的输入端与输入电源并联，该辅助电流源的输出端分别连接到全桥电路两个桥臂的中点；所述高频变压器的初级侧连接到全桥电路两个桥臂的中点，该高频变压器的次级侧的非公共端与同步整流电路相连，所述高频变压器的次级侧的公共端与滤波电路向连接，其特征在于：所述高频变压器的次级侧的公共端还连接一复位电容电路，该复位电容电路与滤波电路的输出端共同与负载并联；
所述复位电容电路由复位电容Cb1、复位电容Cb2、复位二极管Db1、复位二极管Db2、复位二极管Db3、谐振电感Lb、谐振电容Cb3构成，复位二极管Db3的阴极与滤波电感Lf及高频变压器次级侧绕组的公共端相连，复位二极管Db3的阳极接地，复位电容Cb1一端与滤波电感Lf及高频变压器次级侧绕组的公共端相连，复位电容Cb1另一端与复位二极管Db1的阳极相连，复位二极管Db2的阴极连接到复位二极管Db1的阳极，复位二极管Db2的阳极接地，复位二极管Db1的阴极与复位电容Cb2的一端相连，复位电容Cb2的另外一端接地，谐振电容Cb3的一端连接到滤波电感Lf和滤波电容C的公共端，谐振电容Cb3的另一端与谐振电感Lb相连，谐振电感Lb的另一端连接到复位二极管Db1的阴极；
所述辅助电流源由均压谐振电容Ca1、均压谐振电容Ca2、辅助电感La、初次级侧匝比为n:1的辅助变压器Ta连接构成，均压谐振电容Ca1和均压谐振电容Ca2的一端分别连接到输入电源的正负极上，均压谐振电容Ca1和均压谐振电容Ca2的另一端是公共端并连接辅助电感La，辅助电感La的另一端与辅助变压器Ta两个绕组的公共端相连，辅助变压器Ta两个绕组的非公共端分别连接到全桥电路两个桥臂的中点。
2.根据权利要求1所述的高效率隔离式直流全桥变换电路，其特征在于：所述全桥电路由四个开关器件连接构成，开关器件Q1和开关器件Q4组成超前桥臂，开关器件Q2和开关器件Q3组成滞后桥臂。
3.根据权利要求1所述的高效率隔离式直流全桥变换电路，其特征在于：所述高频变压器包括漏感Lp、励磁电感LM、初次级匝比为N:1:1的绕组，漏感Lp的一端连接到超前桥臂的中点，漏感Lp的另一端连接到高频变压器初级侧绕组，励磁电感LM并联在高频变压器初级侧绕组的两端，高频变压器初级侧绕组的另一端连接到滞后桥臂的中点，高频变压器次级侧绕组分别与同步整流电路、滤波电路和复位电容电路公共输入端连接。
4.根据权利要求1所述的高效率隔离式直流全桥变换电路，其特征在于：所述同步整流电路由肖特基二极管D1和肖特基二极管D2构成，肖特基二极管D1和肖特基二极管D2的阳极共地，肖特基二极管D1和肖特基二极管D2的阴极分别与高频变压器次级侧绕组的非公共端相连。
5.根据权利要求1所述的高效率隔离式直流全桥变换电路，其特征在于：所述滤波电路由滤波电感Lf、滤波电容C构成，滤波电感Lf的一端与高频变压器次级侧绕组的公共端相连，滤波电感Lf的另一端与滤波电容C连接，滤波电容C的另一端连接到地，负载R并联在滤波电容C的两侧。
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