CN106526628B - 一种用于gnss信号的多速率组合卡尔曼载波跟踪环路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于导航接收机设备研制领域，涉及一种用于GNSS导航接收机信号跟踪的多速率卡尔曼载波跟踪环路及方法。该方法步骤为：步骤1，使GNSS信号依次经过接收机中的天线、射频前端、AD转换器后转变为数字中频信号r(t)；步骤2，本地载波生成装置NCO产生频率控制字为f_NCO的两路信号，分别为同相信号s_I(t)和正交信号s_Q(t)，本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号c_p(t)和数据支路伪码信号c_d(t)；步骤3，相关器进行相关处理；步骤4，鉴别器处理；步骤5，多更新速率卡尔曼滤波器MUKF进行滤波处理，将滤波结果反馈至载波生成装置中用于更新频率控制字f_NCO。本发明还提供了一种用于GNSS信号跟踪的多更新速率卡尔曼跟踪环路，本发明解决了两种以上不同更新速率载波环路的组合问题。

Description

一种用于GNSS信号的多速率组合卡尔曼载波跟踪环路及方法

技术领域

本发明涉及导航接收机设备研制领域，具体的说是一种用于GNSS导航接收机信号跟踪的多速率卡尔曼载波跟踪环路及方法，其可运用在卫星导航***中接收终端类设备的研制中。

背景技术

随着卫星导航***发展，新一代导航信号将逐渐为用户提供服务，针对新一代导航信号中含有多路导航信号，如导频支路和数据支路，而不同支路的信号相干积分时间可能存在差异；另外惯性传感器，如IMU等也将越来越多的用于和GNSS的组合***中，而传感器输出的信息速率可能和传统GNSS环路也将不同，因此需要研究GNSS信号中多种不同速率共存情况下的信号组合跟踪滤波器。

目前针对新一代导航信号中含有多路信号的接收方法主要有两类，一类是基于最优组合的PLL(OLC PLL:Optional Linear Combined Phase Locked Loop)跟踪环路，另一类是基于双更新速率的PLL(DUPLL:Dual Update-rate PLL)跟踪环路。OLC PLL环路虽然可以有效利用数据支路和导频支路的能量，提升信号的跟踪性能，但其中的组合鉴别器的相干积分时间将会受制于数据支路的上未知信息符号的影响，不利于发挥导频通道的潜在优势。DUPLL可以将数据支路和导频支路以不同的更新速率进行组合，使得导频通道的相干积分时间不受电文符号的约束，现有结果表明DUPLL方法可以在信号动态和跟踪精度间进行折中设计。但是该方法不能解决针对两种以上不同更新速率跟踪环路间的组合问题。

发明内容

现有技术中介绍的两种方法均不能实现两种不同更新速率下的跟踪环路之间的组合问题，针对现有技术中存在的不足，为此本发明提供了一种用于GNSS信号的多速率卡尔曼跟踪环路的方法，具体的说是一种利用多更新速率卡尔曼滤波器MUKF(MUKF:MultipleUpdate-rate Kalman Filter)实现多种不同更新速率跟踪环路的GNSS信号组合跟踪方法。为实现上述目的，具体技术方案如下。

一种用于GNSS信号的多速率组合卡尔曼载波跟踪方法，包括以下步骤：

步骤1，使GNSS信号依次经过接收机中的天线、射频前端、AD转换器后转变为数字中频信号r(t)，t为接收时刻；

步骤2，本地载波生成装置NCO(NCO:Numerically Controlled Oscillator)产生频率控制字为f_NCO的两路信号，分别为同相信号s_I(t)和正交信号s_Q(t)，具体为：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号c_p(t)和数据支路伪码信号c_d(t)；

将数字中频信号分为相同的两路信号，一路信号与同相信号相乘混合为s_I(t)·r(t)，再分别与导频支路伪码信号、数据支路伪码信号相乘混合后，得到信号为s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信号与正交信号相乘混合为s_Q(t)·r(t)，再分别与导频支路伪码信号、数据支路伪码信号相乘混合后，得到信号为s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步骤3，相关器进行相关处理，相关器用于将输入的接收信号进行相干积累，设相干积分时间为T_c，对步骤2中的四路信号分别进行处理得到输出信号分别为I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k，其中下标k表示跟踪环路中第k个跟踪历元，每个历元对应的时长为T_c，故输出信号的积分区间为(k-1)·T_c到k·T_c，具体结果如下：

后文中所有下标k均表示该变量在第k个历元对应值；

步骤4，鉴别器处理，用于计算步骤3中输出信号中的误差参数，鉴别器包括数据支路鉴相器，记为第一鉴别器；导频支路鉴相器，记为第二鉴别器；导频支路鉴频器，记为第三鉴别器；

所述步骤3中的相关器输出信号I_d,k,Q_d,k输入第一鉴别器，经第一鉴别器处理后输出为ε_d,θ,k，相关器输出信号I_p,k,Q_p,k分别输入第二鉴别器和第三鉴别器后，经第二鉴别器和第三鉴别器处理后分别输出为ε_p,θ,k和ε_p,f,k；具体各输出计算过程为：

其中

N_d,θ，N_p,θ，N_p,f分别为数据支路鉴相器、导频支路鉴相器、导频支路鉴频器三个鉴别器的相干积累次数；因此三个鉴别器分别每隔N_d,θ,N_p,θ,N_p,f个历元输出一次结果，即并非每个历元都会有鉴别器结果输出；

步骤5，多更新速率卡尔曼滤波器MUKF(MUKF:Multiple Update-rate KalmanFilter)进行滤波处理，将滤波结果反馈至载波生成装置中用于更新频率控制字f_NCO。

进一步地，所述步骤5中MUKF滤波的具体过程为：

步骤51，根据鉴别器的输出结果获取量测信息，量测信息包括MUKF滤波器的新息增量Y_k,量测矩阵H_k，量测噪声矩阵R_k,当三个鉴别器的结果均有输出时，表达式为：

H_d,θ，H_p,θ和H_p,f分别为三个鉴别器对应的量测矩阵，具体为

R_d,θ,R_p,θ和R_p,f分别为三个鉴别器输出结果的噪声方差，具体为：

其中C/N₀为信号载噪比，表示信号强度的大小。

当某跟踪历元中仅有其中一个或两个鉴别器的结果输出时，Y_k，H_k和R_k只需要取对应项的组合即可；

步骤52，MUKF跟踪滤波器滤波迭代过程，具体如下：

滤波器的***方程为：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，分别为第k个历元时的***状态向量，T表示矩阵转置运算符号；θ_k,f_k,α_k信号的载波相位，频率和频率变化率，单位分别为周，Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_bω_rf·w_d(ω_rf/c)·w_a]^T为***噪声,w_b和w_d分别为由接收机中晶体振荡器的引起的相位噪声和频率噪声,其噪声谱密度分别为q_b和q_d；w_a是***频率变化率噪声，其功率谱密度为q_a；ω_rf是载波频率，c为光速，取值为3×10⁸m/s；Φ是***状态转移矩阵，具体为：

Q是w_k对应的***噪声协方差矩阵，具体为：

结合步骤51中获取的量测信息，MUKF滤波过程为：

Step 1：计算***状态向量预测值

Step 2：计算***状态向量协方差矩阵的预测值

Step 3：若当前历元时刻无鉴别器结果输出，则转至Step6，若当前历元有至少一个鉴别器输出结果，则根据对应量测信息中的R_k，H_k计算卡尔曼滤波器增益G_k：

Step 4：根据新息Y_k更新***状态向量值：

Step 5：更新***状态向量协方差矩阵：

Step 6：无鉴别器结果输出时直接将预测结果作为当前历元的估计结果，即

步骤53，根据***状态向量X_k的估计结果，反馈输出至本地载波生成装置NCO用于更新频率控制字f_NCO，即

f_NCO＝f_k

其中f_k为向量X_k中的第二个元素，即信号载波频率；

至此，完成了一次MUKF的滤波处理过程。

本发明还提供了一种用于GNSS信号跟踪的多更新速率卡尔曼跟踪环路，包括本地载波生成装置NCO 1、本地伪码生成装置2、6个乘法器、4个相关器、3个鉴别器和1个MUKF；通过本地载波生成装置NCO产生同相信号和正交信号，第一乘法器3和第二乘法器4将数字中频信号与同相信号、正交信号分别进行乘运算得到混合信号s_I(t)·r(t)和s_Q(t)·r(t)；第三乘法器5将s_I(t)·r(t)与本地伪码生成装置2产生导频支路伪码信号进行乘运算后输出至第一相关器9，第四乘法器6将s_Q(t)·r(t)与本地伪码生成装置2产生导频支路伪码信号进行乘运算后输出至第二相关器10，第五乘法器7将s_Q(t)·r(t)与本地伪码生成装置2产生数据支路伪码信号进行乘运算后输出至第三相关器11，第六乘法器8将s_I(t)·r(t)与本地伪码生成装置产生数据支路伪码信号进行乘运算后输出至第四相关器12；第一相关器9和第二相关器10的输出作为第一鉴别器13的输入，第三相关器11和第四相关器12的输出作为第二鉴别器14和第三鉴别器15的输入；第一鉴别器，第二鉴别器和第三鉴别器的输出作为MUKF的输入；所述MUKF的输出结果反馈至本地载波生成装置NCO，用于更新本地载波生成装置NCO的振荡频率(即：频率控制字)。

本发明的有益技术效果是：1、实现多种不同更新速率下跟踪环路的组合。通过提高传统KF跟踪滤波器的更新间隔，可以实现多种不同更新速率的跟踪环路组合在一个组合卡尔曼跟踪滤波器中。2、多种不同更新速率环路的组合可以提高组合环路的跟踪性能。多种不同更新速率下的组合环路可以对参数进行灵活设计，充分发挥不同跟踪环路的优势，提高组合环路的跟踪性能。

附图说明

图1为本发明中多更新速率卡尔曼跟踪环路结构示意图；

图2为本发明方法流程示意图；

图3为多更新速率组合卡尔曼载波跟踪过程示意图；

图4为实施例中设置的仿真场景；

图5为本发明方法和DUPLL滤波器的跟踪结果。

具体实施方式

为了使本发明的技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例提出了用于GNSS信号跟踪的多速率组合卡尔曼跟踪方法，可以提高对GNSS信号的跟踪性能。

图1给出了本发明中多更新速率卡尔曼跟踪环路结构示意图；图2为本发明方法流程示意图。

步骤1，GNSS信号依次经过接收机中的天线、射频前端、AD转换器后转变为数字中频信号r(t)；

步骤2，本地载波生成装置NCO产生频率控制字为f_NCO的两路信号，分别为同相信号s_I(t)和正交信号s_Q(t)，具体为：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号c_p(t)和数据支路伪码信号c_d(t)；

将数字中频信号分为相同的两路信号，一路信号与同相信号相乘混合为s_I(t)·r(t)，再分别与导频支路伪码信号、数据支路伪码信号相乘混合后，得到信号为s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信号与正交信号相乘混合为s_Q(t)·r(t)，再分别与导频支路伪码信号、数据支路伪码信号相乘混合后，得到信号为s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步骤3，相关器进行相关处理，相关器用于将输入的接收信号进行相干积累，设相干积分时间为T_c，对步骤2中的四路信号分别进行处理得到输出信号分别为I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k，其中下标k表示跟踪环路中第k个跟踪历元，每个历元对应的时长为T_c，故输出信号的积分区间为(k-1)·T_c到k·T_c，具体结果如下：

后文中所有下标k均表示该变量在第k个历元对应值；

步骤4，鉴别器处理，用于计算步骤3中输出信号中的误差参数，鉴别器包括数据支路鉴相器(第一鉴别器)，导频支路鉴相器(第二鉴别器)，导频支路鉴频器(第三鉴别器)，

所述步骤3中的相关器输出信号I_d,k,Q_d,k输入第一鉴别器，经第一鉴别器处理后输出为ε_d,θ,k，相关器输出信号I_p,k,Q_p,k分别输入第二鉴别器和第三鉴别器后，经第二鉴别器和第三鉴别器处理后分别输出为ε_p,θ,k和ε_p,f,k；具体各输出计算过程为：

其中

N_d,θ,N_p,θ,N_p,f,分别为三个鉴别器的相干积累次数，N_m为N_d,θ,N_p,θ,N_p,f的最小公倍数，因此三个鉴别器分别每隔N_d,θ,N_p,θ,N_p,f个历元输出一次结果，即并非每个历元都会有鉴别器结果输出；

步骤5，多更新速率卡尔曼滤波器MUKF进行滤波处理。图3给出了多更新速率组合卡尔曼载波跟踪过程示意图，具体包括步骤：

步骤51，根据鉴别器的输出结果获取量测信息，量测信息包括MUKF的新息增量Y_k,量测矩阵H_k，量测噪声矩阵R_k,当三个鉴别器的结果均有输出时，表达式为：

其中diag表示构造对角矩阵符号；

H_d,θ,H_p,θ,和H_p,f分别为三个鉴别器对应的量测矩阵，具体为

R_d,θ,R_p,θ和R_p,f分别为三个鉴别器输出结果的噪声方差，具体为：

其中C/N₀为信号载噪比，表示信号强度的大小。

当某跟踪历元中仅有其中一个或两个鉴别器的结果输出时，Y_k，H_k和R_k只需要取对应项的组合即可；

步骤52，MUKF滤波迭代过程，具体如下：

滤波器的***方程为：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，分别为第k个历元时的***状态向量，θ_k,f_k,α_k信号的载波相位，频率和频率变化率，单位分别为周，Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_bω_rf·w_d(ω_rf/c)·w_a]^T为***噪声,w_b和w_d分别为由接收机中晶体振荡器的引起的相位噪声和频率噪声,其噪声谱密度分别为q_b和q_d；w_a是***频率变化率噪声，其功率谱密度为q_a；ω_rf是载波频率，c为光速，实施例中取值为3×10⁸m/s；Φ是***状态转移矩阵，具体为：

Q是w_k对应的***噪声协方差矩阵，具体为：

实施例中q_b和q_d通常取q_b＝2×10^-14，q_d＝2×10^-15；***状态向量X_k的协方差矩阵为P_k，随着MUKF的滤波进行更新。

结合步骤51中获取的量测信息，MUKF滤波过程为：

Step 1：计算***状态向量预测值

Step 2：计算***状态向量协方差矩阵的预测值

Step 3：若当前历元时刻无鉴别器结果输出，则转至Step6，若当前历元有至少一个鉴别器输出结果，则根据对应量测信息中的R_k，H_k计算卡尔曼滤波器增益G_k：

Step 4：根据新息Y_k更新***状态向量值：

Step 5：更新***状态向量协方差矩阵：

Step 6：无鉴别器结果输出时直接将预测结果作为当前历元的估计结果，即

步骤53，根据***状态向量X_k的估计结果，反馈输出至本地载波生成装置NCO用于更新频率控制字f_NCO，即：

f_NCO＝f_k

其中f_k为向量X_k中的第二个元素，即信号载波频率；

至此，完成了一次MUKF的滤波处理过程。

图3为本实施例的仿真场景设置情况，其中信号动态设置为多普勒正弦变化，信号强度变化情况为前30s设置为35dBHz，30～60s之间为从35dBHz均匀下降至16dBHz，然后每隔60s信号强度降低1dBHz，直至330s，此时信号强度为13dBHz，从330s到390s，信号强度均匀上升至35dBHz，然后一直保持到420s。

图4为本实施例和传统DUPLL跟踪方法的对比结果，其中MUKF(1,40,30)表示MUKF方法中N_d,θ＝1，N_p,θ＝40，N_p,f＝30，DUPLL(1,40)表示DUPLL方法中数据支路鉴相器的积分时间为1ms，导频支路鉴相器的积分时间为40ms，可以看出对于DUPLL跟踪方法而言，当信号强度降低至15dBHz时，此时DUPLL发生失锁，已经不能正常对信号进行跟踪，但是对于本发明跟踪方法而言，可以一直保持对信号频率的跟踪，当信号强度较强时，信号载波相位可以锁定，当信号较弱时，可以充分发挥MUKF组合环路中锁频环具有高灵敏度的优势，保持对信号载波频率的锁定，故本发明跟踪方法要比传统DUPLL跟踪方法具有更高的跟踪灵敏度性能。

综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求书界定的范围为准。

Claims (2)

1.一种用于GNSS信号跟踪的多更新速率卡尔曼载波跟踪方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，接收到的GNSS信号依次经过接收机中的天线、射频前端、AD转换器后转变为数字中频信号r(t)；

步骤2，本地载波生成装置NCO产生频率控制字为f_NCO的两路信号，分别为同相信号s_I(t)和正交信号s_Q(t)，具体为：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号c_p(t)和数据支路伪码信号c_d(t)；

将数字中频信号分为相同的两路信号，一路信号与同相信号相乘混合为s_I(t)·r(t)，再分别与导频支路伪码信号、数据支路伪码信号相乘混合后，得到信号为s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信号与正交信号相乘混合为s_Q(t)·r(t)，再分别与导频支路伪码信号、数据支路伪码信号相乘混合后，得到信号为s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步骤3，相关器进行相关处理，设定相干积分时间为T_c，对所述步骤2中的信号s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)分别进行相关处理得到输出信号分别为I_p,k，Q_p,k，I_d,k，Q_d,k，其中下标k表示跟踪环路中第k个跟踪历元，每个历元对应的时长为T_c，故输出信号的积分区间为(k-1)·T_c到k·T_c，具体结果如下：

步骤4，鉴别器处理，鉴别器包括数据支路鉴相器，记为第一鉴别器，导频支路鉴相器，记为第二鉴别器，导频支路鉴频器，记为第三鉴别器，

所述步骤3中的相关器输出信号I_d,k，Q_d,k输入第一鉴别器，经第一鉴别器处理后输出为ε_d,θ,k；相关器输出信号I_p,k分别输入第二鉴别器和第三鉴别器，相关器输出信号Q_p,k分别输入第二鉴别器和第三鉴别器，经第二鉴别器和第三鉴别器处理后分别输出为ε_p,θ,k和ε_p,f,k；具体各输出计算过程为：

其中

其中，N_d,θ，N_p,θ，N_p,f分别表示三个鉴别器的相干积累次数；

步骤5，多更新速率卡尔曼滤波器MUKF进行滤波处理，将滤波结果反馈至载波生成装置中用于更新频率控制字f_NCO；所述MUKF滤波的具体过程为：

步骤51，根据鉴别器的输出结果获取量测信息，所述量测信息包括MUKF的新息增量Y_k,量测矩阵H_k，量测噪声矩阵R_k,当三个鉴别器的结果均有输出时，计算表达式为：

H_d,θ，H_p,θ和H_p,f分别为三个鉴别器对应的量测矩阵，具体为：

R_d,θ，R_p,θ和R_p,f分别为三个鉴别器输出结果的噪声方差，具体为：

其中C/N₀为信号载噪比，当某跟踪历元中仅有其中一个或两个鉴别器的结果输出时，Y_k，H_k和R_k只取对应项的组合值；

步骤52，MUKF跟踪滤波迭代过程，具体如下：

滤波器的***方程为：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，表示第k个历元时的***状态向量，θ_k、f_k、α_k分别表示信号的载波相位、频率和频率变化率，单位分别为周、Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_bω_rf·w_d(ω_rf/c)·w_a]^T表示***噪声，w_b和w_d分别为由接收机中晶体振荡器的引起的相位噪声和频率噪声,其噪声谱密度分别为q_b和q_d；w_a是***频率变化率噪声，其功率谱密度为q_a；ω_rf是载波频率，c表示光速；Φ是***状态转移矩阵，具体为：

Q是w_k对应的***噪声协方差矩阵，具体为：

根据步骤51中获取的量测信息，MUKF滤波过程为：

Step 1：计算***状态向量预测值

Step 2：计算***状态向量协方差矩阵的预测值

P_k-1表示***状态向量X_k-1的协方差矩阵，表示***状态向量X_k的协方差矩阵预测值；

Step 3：若当前历元时刻无鉴别器结果输出，则转至Step6，若当前历元至少有一个鉴别器输出结果，则根据对应量测信息中的R_k，H_k计算卡尔曼滤波器增益G_k：

Step 4：根据新息Y_k更新***状态向量值X_k：

Step 5：更新***状态向量协方差矩阵P_k：

Step 6：无鉴别器结果输出时，直接将预测结果作为当前历元的估计结果，即：

步骤53，根据***状态向量X_k的估计结果，反馈输出至本地载波生成装置NCO用于更新频率控制字f_NCO，即：

f_NCO＝f_k

其中f_k为向量X_k中的第二个元素，即信号载波频率；至此，完成了一次MUKF的滤波处理过程。

2.一种用于GNSS信号跟踪的多更新速率卡尔曼载波跟踪环路，其特征在于，包括本地载波生成装置NCO(1)、本地伪码生成装置(2)、6个乘法器(3,4,5,6,7,8)、4个相关器(9,10,11,12)、3个鉴别器(13,14,15)和1个MUKF(16)；所述MUKF为权利要求1中步骤5所述的多更新速率卡尔曼滤波器；

通过本地载波生成装置NCO产生同相信号和正交信号，第一乘法器(3)和第二乘法器(4)将数字中频信号与同相信号、正交信号分别进行乘运算得到混合信号s_I(t)·r(t)和s_Q(t)·r(t)；第三乘法器(5)将s_I(t)·r(t)与本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号进行乘运算后输出至第一相关器(9)，第四乘法器(6)将s_Q(t)·r(t)与本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号进行乘运算后输出至第二相关器(10)，第五乘法器(7)将s_Q(t)·r(t)与本地伪码生成装置产生数据支路伪码信号进行乘运算后输出至第三相关器(11)，第六乘法器(8)将s_I(t)·r(t)与本地伪码生成装置产生数据支路伪码信号进行乘运算后输出至第四相关器(12)；第一相关器(9)和第二相关器(10)的输出作为第一鉴别器(13)的输入，第三相关器(11)和第四相关器(12)的输出作为第二鉴别器(14)和第三鉴别器(15)的输入；第一鉴别器，第二鉴别器和第三鉴别器的输出作为MUKF的输入；所述MUKF的输出结果反馈至本地载波生成装置NCO，用于更新本地载波生成装置NCO的振荡频率。