CN1065091C

CN1065091C - 码分多址联接的发射机和接收机

Info

Publication number: CN1065091C
Application number: CN941907368A
Authority: CN
Inventors: 佐和桥卫; 安达文幸
Original assignee: NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 1993-09-03
Filing date: 1994-09-02
Publication date: 2001-04-25
Anticipated expiration: 2014-09-02
Also published as: EP0668673A4; EP0668673B1; KR0148653B1; DE69433660T2; US5748623A; WO1995006987A1; CA2148366C; EP0668673A1; DE69433660D1; CA2148366A1; KR950704875A; CN1115195A

Abstract

通过指配扩频码和基带的载频频率有可能降低码分多址发射机和接收机的尺寸。它包括一个一次调制器，用于执行传输信息的一次调制，因此产生一次调制的I信号和一次调制的Q信号；一个扩频码发生器，用于产生具有高于传输速率频率的扩频码；一个二次调制器，使用该扩频码扩频调制一次调制的I信号和Q信号，因此输出扩频I信道数据和扩频Q信道数据；一个频率偏移电路，用于根据指配的偏移频率偏移扩频I信道数据和Q信道数据的中心频率，因此输出频率偏移数据，和一个发送电路，用于变换频率偏移数据为发送的信号。

Description

码分多址联接的发射机和接收机

本发明涉及在移动通信中基于码分多址联接(CDMA)***使用的发射机和接收机。

如下三种***是典型的移动通信中的多址联接***：

(1)SCPC／FDMA(单路单载波／频分多址)***。

(2)TDMA／FDMA(时分多址／频分多址)***。

(3)CDMA***。

在SCPC／FDMA***中，一个用户占用与一个载波相关的信道。在TDMA／FDMA***中，载频是时分的，而且每个时隙被指配给一个用户，在这些***中，基站通过指配的频率或指配的频率及时隙与移动站通信。

另一方面，在CDMA***中，使用扩频码由二次调制把一次调制的输出信号例如QPSK变换为宽带信号，并被发送。因为许多用户共用相同的载频，而且各个用户由扩频码识别，这种***称为“扩频多址***”。该CDMA***再细分类为直接序列(DS)***和跳频(FH)***。直接序列***的特征在于一次调制的输出信号通过使用高速率扩频码扩频。另一方面，跳频***分解一个符号为所谓时间片(chip)的单元，而且以高速率变换单个的片为不同中心频率的信号。因为FH***以目前技术水平实现是困难的，因此通常使用DS***。

在扩频RF接收端，接收的信号以在发送端相反的次序被解调。具体地说，使用扩频码通过解扩频变换宽带接收信号为窄带信号的二次解调是在一次解调之后，一次解调通过同步检测或延迟检测恢复源信息符号。通过检测在接收的信号和相应于希望信号波的扩频码之间的相关实现在接收端的解扩频。这样，通过扩频码已扩频的信号被解扩频。

在DS***中，二进制信息的每个比特(符号)由所谓时间片构成的码序列代表，所谓的时间片具有比该比特间隔短得多的间隔，每符号的时间片数被称为处理增益。这是因为发送信号的带宽扩展了处理增益的倍数。表示产生的处理增益为PG，产生了2^PGPN(伪噪声)码序列，而且它们是扩频码的候选序列。但是，不是所有PN码能用作扩频码，因为它们之间的一些相关性：仅仅具有小相关性的有限数目的PN码能用作扩频码。为此，对于每一载频用户数而言，实际容量降低到处理增益的几分之一。因此，就用户数而言，在大容量的CDMA网孔中必须使用多个载频。换句话说，扩频码和载波频率二者必须被指定发送和接收希望的信号。

图1示出常规发射机的方框图，其中扩频码和载波二者必须被指配。在该图中，施加到输入端11的发送的信息信号是BPSK、QP-SK或GMSK(高斯滤波最小相移键控)，它由一次调制器12调制，然后作为I信道信号和Q信道信号施加到二次调制器13(在BPSK中同相信号I和正交信号Q是相同的)。另一方面，扩频码发生器14产生与希望接收信号有关的扩频码，并把它施加到二次调制器13。扩频码发生器14具有一个存储器电路，用于存储扩频码和选择地读取它们的功能。二次调制器13用以复数形式的I信道信号和Q信道信号乘该扩频码，因此实现二次调制。

具有由二次调制扩展带宽的I信道数据Q信道数据分别由D／A变换器15和16变换为模拟信号。从D／A变换器15和16输出的I信道模拟信号和Q信道模拟信号施加到一个正交调制器17，该调制器正交调制IF(中频)载波。正交调制的输出通过带通滤波器18提供到频率变换器19。频率变换器19通过用正交调制的IF信号乘RF信号变换RF(射频)信号为RF调制的信号RF信号来自频率合成器21，并提供已调制的信号至带通滤波器22。该带通滤波器22限制调制信号的通带并把它提供到功率放大器23。该功率放大器23功率放大RF调制信号并通过天线发送它。

图2示出相应于该发射机的常规接收机的方框图。施加到输入端31的接收信号通过带通滤波器32提供到频率变换器33。该频率变换器33使用来自频率合成器34的本地信号频率变换接收的信号为IF信号。该IF信号由带通滤波器35限制其带宽并由AGC电路36使其电平接近于常数之后，该IF信号被提供到正交检测器37。该正交检测器37正交检测IF信号和输出基带I信道信号和基带Q信道信号。A／D变换器38和39变换I信道信号和Q信道信号为数字信号，然后提供到相关性检测器41。

相关性检测器41解扩频数字信号为窄带信号并把它们提供到解调器42。解调器42使用同步检测或延迟检测一次解调窄带信号，因此，恢复源传输信息。虽然无源器件，例如表面声波旋转器可用作相关性检测器41，考虑到降低尺寸(downsizing)或码多重(codemultiple)实际上利用匹配滤波器或滑动相关器。在它们执行基带区内的数字信号处理。

前述的常规发射机用扩频码发生器14产生指配的扩频码，而且接收机通过使用该指配的扩频码用相关性检测器41解扩频该扩频信号。此外，由频率合成器21和34选择输出信号的频率。

这样，在常规的CDMA发射机和接收机中，必须同时指配扩频码和载波频率。在这种情况下，扩频码的指配能够通过在存储器中存储的扩频码以时间共用方式来获得，因为它是由基带中的数字信号处理电路实现的。因为存储器不需要维护而为了降低尺寸是适当的，它们最好被加到需要这些特性的RF***。另一方面，因为通过在RF频带内的频率合成器来实现载波的指配，实现无需维护和降低尺寸是困难的。例如，虽然根据每网孔的用户数在最可观的容量时256的处理增益仅需要几个载波，但是必须提供用于转换载波的合成器或与载波同样数目的本地振荡器，而且这将防止降低尺寸。

据此，本发明的目的是提供一种能实现降低尺寸和无需维护装置的CDMA发射机和接收机。

本发明的另一个目的是提供一种能通过基带区域中的数字信号指配扩频码和载波的CDMA发射机和接收机。

按照本发明的第一个方面，这里提供一种码分多址联接发射机，该发射机包括：

一个一次调制器，用于执行传输信息的一次调制，因此，产生一次调制的I(同相)信号和一次调制的Q(正交)信号；

扩频码产生装置，用于产生相应于一个信道和具有频率高于传输信息速率的扩频码；

一个二次调制器，用于使用该扩频码执行一次调制的I信号和一次调制的Q信号的扩频调制，因此，输出扩频I信道数据和扩频Q信道数据；

一个频率偏移电路，根据指配的偏移频率偏移扩频I信道数据和扩频Q信道数据的中心频率，因此，输出频率偏移数据；和

一个发送电路，用于变换频率偏移数据为发送的信号。

该频率偏移电路可包括：

一个第一信号发生器，用于产生相应于指配偏移频率的频率的余弦波；

一个第二信号发生器，用于产生相应于指配偏移频率的频率的正弦波；

一个第一乘法器，用于以余弦波乘扩频I信道数据；

一个第二乘法器，用于以正弦波乘扩频Q信道数据；和

一个第一加法器，用于相加第一乘法器的输出和第二乘法器的输出。

所述的发送电路可以包括一个D／A变换器，用于变换频率偏移数据为模拟信号，和一个频率变换器，用于变换该模拟信号为发送的信号。

所述的频率偏移电路可以包括：

一个第一信号发生器，用于产生相应于指配的偏移频率的频率的余弦波；

一个第二信号发生器，用于产生相应于指配的偏移频率的频率的正弦波；

一个第一乘法器，用于以余弦波乘扩频I信道数据；

一个第二乘法器，用于以正弦波乘扩频Q信道数据；

一个第三乘法器，用于以正弦波乘扩频I信道数据；

一个第四乘法器，用于以余弦波乘扩频Q信道数据；

一个第一加法器，用于相加第一乘法器的输出和第二乘法器的输出；和

一个第二加法器，用于相加第三乘法器的输出和第四乘法器的输出；

据此，执行具有余弦波和正弦波的扩频I信道数据和Q信道数据的复数相乘，和输出频率偏移I信道数据和频率偏移Q信道数据。

所述的频率偏移电路可以包括：

一个第一存储电路，用于存储扩频I信道数据和相应于指配的偏移频率的频率的余弦波的乘积；

一个第二存储电路，用于存储扩频Q信道数据和相应于指配的偏移频率的频率的正弦波的乘积；

一个第三存储电路，用于存储扩频I信道数据和正弦波的乘积；

一个第四存储电路，用于存储扩频Q信道数据和余弦波的乘积；

一个第一加法器，用于相加从第一存储电路读取的数据和从第二存储电路读取的数据；和

一个第二加法器，用于相加从第三存储电路读取的数据和从第四存储电路读取的数据；

据此，执行扩频I信道数据和Q信道数据与余弦波和正弦波的复数相乘，和输出频率偏移I信道数据和频率偏移Q信道数据。

所述的频率偏移电路可以包括：

一个第一存储电路，用于存储扩频I信道数据与相应于指配的偏移的余弦波的乘积和扩频Q信道数据与相应于指配的偏移频率的频率的正弦波乘积的和；和

一个第二存储电路，用于存储扩频I信道数据与正弦波的乘积和扩频Q信道数据与余弦波乘积的和，

据此，执行扩频I信道数据和Q信道数据与余弦波和正弦波的复数相乘，和输出频率偏移I信道数据及频率偏移Q信道数据。

所述的发送电路可以包括D／A变换器，用于变换频率偏移I信道数据和频率偏移Q信道数据为模拟信号；一个正交调制器，用于以从D／A变换器输出的模拟I信道信号和模拟Q信道信号正交调制载波；和一个频率变换器用于变换正交调制器的输出信号为发送的信号。

按照本发明的第二个方面，这里提供一种码分多址联接的接收机，它包括：

一个第一频率变换器，用于频率变换接收的信号为IF(中频)信号；

一个正交检测器，用于变换IF信号为I信道基带信号和Q信道基带信号；

A／D变换器，用于变换I信道基带信号和Q信道基带信号为数字信号；

一个第二频率变换器，通过使用一个指配的偏移频率、从A／D变换器输出的偏移的I信道数字信号和Q信道数字信号的中心频率的本地信号，变换A／D变换器输出的I信道数字信号和Q信道数字信号为具有零中心频率的信号；

一个相关性检测器，用于相关性检测第二频率变换器的输出信号；和

一个解调器，用于解调相关性检测器的输出信号。

所述的第二频率变换器可以包括：

一个第一信号发生器，用于产生指配的偏移频率的余弦波；

一个第二信号发生器，用于产生指配的偏移频率的正弦波；

一个第一乘法器，用于把余弦波与变换为数字信号的I信道基带信号相乘；和

一个第二乘法器，用于把正弦波与变换为数字信号的Q信道基带信号相乘。

所述的第二频率交换器可以包括：

低通滤波器，用于低通滤波第一乘法器和第二乘法器的输出。

第二频率变换器可包括连接到第一乘法器和第二乘法器输出的一个自动频率控制电路。

第二频率变换器可包括：

一个低频抑制滤波器，用于抑制正交检测器输出的低频分量；

取样装置，用于以相应于指配的偏移频率的时钟频率取样低频抑制滤波器的输出；和

一个低通滤波器，用于低通取样装置的输出。

按照本发明的第三个方面，这里提供一种包括码分多址联接发射机和码分多址联接接收机的码分多址***，该码分多址联接发射机包括：

一个第二调制器，使用该扩频码执行一次调制的I信号和一次调制的Q信号的扩频调制，借此，输出扩频I信道数据和扩频Q信道数据；

一个频率偏移电路，根据指配的偏移频率偏移扩频I信道数据和扩频Q信道数据的中心频率，因此，输出频率偏移数据。

一个发送电路，用变换频率偏移数据为发送的信号。

所述的码分多址联接接收机包括：

一个解调器，用于解调相关性检测器的输出信号。

根据本发明的发射机，通过指配频率偏移电路的偏移频率达到载波的指配。根据在发射机处的偏移频率，接收机实现基带信号的指定频率变换。这就有可能使用数字信号在基带中获得载波和扩频码二者的指配。因此，免除了频率合成器或多个固定频率振荡器，而且实现了降低尺寸和无需维护的CDMA发射机和接收机。

图1示出常规的CDMA发射机的方框图；

图2示出常规的CDMA接收机的方框图；

图3示出根据本发明的CDMA发射机的实施例的方框图；

图4示出图3所述的频率偏移电路45的例子的方框图；

图5示出根据本发明的CDMA发射机的另一个实施例的主要部分的方框图；

图6示出根据本发明CDMA接收机的实施例的方框图；

图7示出图6所示的频率变换器65的例子的方框图；

图8示出图6所示的频率变换器65的另一个例子的方框图；

图9示出当频率变换器65包含频率变换滤波器时频率变换器65工作的频率特性的图。

实施例1：

图3示出根据本发明的CDMA发射机的实施例的方框图。该发射机与图1所示的常规发送机的不同如下：

(1)频率偏移电路45***在二次调制器13和D／A变换器15和16之间。

(2)一个固定频率振荡器56连接到频率变换器19而不是频率合成器21。

(3)带通滤波器18和22的带宽设定在至少由载波数相乘的常规带宽。

频率偏移电路45根据指配的偏移频率移动从第二调制器13输出的扩频I信道数据和扩频Q信道数据的中心频率。图4中表示了频率偏移电路的例子。

在图4中，扩频I信道数据cosφn和扩频Q信道数据sinφn通过频率偏移电路45的输入端48I和48Q分别加到乘法器50与52，和51与53。这些信道数据在乘法器50-53中用从信号发生器46和47输出的同相和正交偏移频率信号进行复数相乘。

更具体地，信号处理器46产生指配偏移频率△fi的余弦信号cos(±2π△fi·t)，并且把它提供到乘法器50和53。另一方面，信号发生器47产生指配偏移频率△fi的正弦信号sin(±2π△fi·t)并把它提供到乘法器51和52。因此，乘法器50输出cosφncos(±2π△fi·t)，而乘法器51输出sinφnsin(±2π△fi·t)。由加法器54相加这些输出，加法器54输出频率偏移的扩频I信道数据cos(φn(±2π△fi·t)。同样，乘法器52输出cosφnsin(±2π△fi·t)，而乘法器53输出sinφncos(±2π△fi·t)。由加法器55相加这些输出，加法器55输出频率偏移的扩频Q信道数据sin(φn±2π△fi·t)。这样，扩频信道数据是基带区域中的频率偏移，这些数据是由扩频I信道数据和扩频Q信道数据与同相和正交偏移频率信号的复数相乘而产生的。

该复数相乘相应于由一个复数代表的I信道数据和Q信道数据与由另一个复数代表的偏移频率信号的相乘。在这种情况下，应当注意，偏移频率△fi的符号能通过转换sin(2π△fi·t)与sin(-2π△fi·t)倒置。

信号发生器46和47可由存储余弦波和正弦波的ROM组成。已存储了相应于各个可指配的载波的偏移频率△fi的余弦信号和正弦信号，和读相应于指配载波的一对余弦信号和正弦信号，使得有可能降低***的尺寸。

此外，信号发生器46和47及乘法器50-53可通过预存储I信道数据和Q信道数据与偏移频率的相乘结果和读出相应的波形并入到ROM中。这样的安排能被实现，因为扩频I信道数据和扩频Q信道数据的数目被限制，例如，在QPSK的情况下，限制到4×扩频码数。

而且，甚至通过预存储相应于扩频I信道数据和扩频Q信道数据与偏移频率的组合的频率偏移的同相和正交分量，加法器54和55也能被并入到ROM中。

从频率偏移电路45输出的频率偏移I信道和Q信道数据由如在常规***中的D／A变换器15和16变换为模拟信号，而且通过低通滤波器把这些模拟信号提供到正交调制器17。

正交调制器17用模拟信号正交调制IF载波cos2πfc·t。正交调制的输出cos{φn+27π(fc±△fi)t}使用从固定频率振荡器56馈送的RF信号由频率变换器19变换为传输频率，并作为信号cos{φn+2π(fh±△fi)t}发送。在这种情况下，载波的中心频率是fh±△fi。换句话说，载波i的频率偏离RF信号的频率为±△fi。

这样，指配给频率偏移电路45的相应于载频的偏移频率使得它可能用那个偏移的频率来频率偏移基带信号。结果，发送信号的频率可被置在指配的载频。

图4所示的***可以正和负两个方向设定偏移频率，因为它执行复数乘法。例如，当信道1-8的每个频率偏移相继地为△f时，通过设置在信道4和5之间的中心为零频率，信道1-8的频率范围是从-4△f至+4△f。相反，在实数乘法的情况下，由于偏移频率必须被设置在或是正或是负方向，信道1-8的频率范围变为0-8△f。因为在基带区域中信号处理的时钟频率是由频率范围的绝对值确定的，与复数乘法相关的时钟频率可与实数乘法相关的时钟频率相比较可降低到1／2。

选择指配的载波，以便没有边带互相重叠。换句话说，指配载波的频率间隔大于码扩频的扩展带宽。此外，选择带通滤波器18和22的通带，以便它们能通过载波及它们的边带。例如，当载波的数目是3时，本实施例的带通滤波器18和22的通带被设置至少三倍宽于常规的带通滤波器的通带。

实施例2：

虽然扩频I信道数据和扩频Q信道数据在第一实施例中用频率偏移信号进行复数相乘，但是一个实施例不限于这种情况。例如，这些数据可能是通过该基带中的实数相乘进行频率偏移。

图5示出具有这样功能的发射机的主要部分的方框图。信号发生器46和47产生cos(2π△fi·t)和sin(2π△fi·t)，它们分别被提供到乘法器50和51。乘法器50和51分别用扩频I信道数据和扩频Q信道数据乘这些信号，并且提供其输出到加法器57。加法器57相加所提供的信号并输出频率偏移信号。加法器57的输出由D／A变换器58变换为模拟信号，该模拟信号通过低通滤波器提供到频率变换器59。频率变换器59使用来自振荡器61的信号cos2πfc·t变换该模拟信号为IF信号。

在本实施例中，如在第一实施例中那样，偏移频率范围不能从正到负的区域。

实施例3

图6示出根据本发明的接收机的实施例的方框图。图6所示的接收机与图2所示的接收机的不同点如下所述：

(1)提供一个固定频率振荡器64代替连接到频率变换器33的频率合成器34。该频率变换器33使用来自固定频率振荡器64的本地振荡信号变换接收的信号为IF信号。

(2)带通滤波器32和35的带宽被设置为至少常规的带宽乘以载波数。

(3)频率变换器65被***在A／D变换器38和39和相关性检测器41之间。

频率变换器65变换频率偏移基带信号为其中心频率是零的信号。更具体地，从频率变换器33输出的IF信号由正交检测器37变换为基带I信道和Q信道信号。在这个技术规范中，基带信号称为不包括载波信号分量的信号。具体地，在初次调制之后和扩频之后的信号在发射机端称为基带信号，而在正交检测之后和解扩频之前，和在解扩频之后的信号在接收端被称为基带信号。A／D变换器38和39变换这些信号为数字数据，其中心频率偏移量相应于在发射机端的偏移频率。频率变换器65变换基带信号为具有零中心频率的信号，而且能够通过相应于每个载波信号的值指配偏移频率。从频率变换器65输出的具有零中心频率的I信道基带信号和Q信道基带信号由相关性检测器41变换为窄带信号，接着由解调器42解调。

图7示出频率变换器65与相邻电路一起的例子的方框图。从正交检测器37输出的I信道基带信号Q信道基带信号通过低通滤波器66和67，因此产生信号cos(φn±2π△fi·t)和sin(φn±2π△fi·t)。换句话说，得到了具有其频率偏移为±2π△fi·t的信号。这些信号由A／D变换器38和39变换为数字数据，并提供到乘法器68和69，具有相应于指配载波频率的本地信号也加到乘法器68和69，指配的载波从信号发生器71和72供给。即余弦本地信号cos(±2π△fi·t)是从信号发生器71提供到乘法器68，而正弦本地信号sin(±2π△fi·t)从信号发生器72提供到乘法器69。信号发生器71和72与图4中的信号发生器46和47相同。

从乘法器68和69输出的具有零中心频率的I信道数据cosφn和Q信道数据sinφn将包括频率误差和固定相位误差。这是因为正交检测器37执行准同步正交检测。频率误差和固定相位误差通过低通滤波器73和74提供到数字的AFC(自动频率控制)电路75，并被AFC电路75吸收。AFC电路75的输出馈送到图6的相关性检测器41，以便通过如在常规***一样的处理恢复发送的源信息。

频率变换器65不限于图7所示的电路。例如，可以使用频率变换滤波器，该滤波器在日本电子，信息和通信工程学会杂志94／5Vol．J77-B-II，Vo．5第235-236页中提出了。

图8是表示使用这样的频率变换滤波器80的频率变换器65A安排的方框图。频率变换滤波器80有三级。第一级，滤波器81是一个低频抑制滤波器，它抑制正交检测器37输出的低频带，因此，消除了低频带中的噪声分量。例如，如图9的(A)中所示，比信号组低的分量被消除，由载波X₁-X₅和它们的伴随边带波组成的信号组由码扩频分量扩频。第二级，滤波器82是一个以预定时钟频率取样接收信号的滤波器。例如，为了接收图9的(A)中信号组X₁-X₆中的信号X₃，滤波器82取样在中心频率X₃的低频抑制滤波器81的输出。这将变换信号X₃为中心频率是零的信号，如图9的(B)中阴影部分所示。第三级，滤波器83是一个低通滤波器，该滤波器仅通过其中心频率是零的分量。结果，仅提取具有零中心频率的信号X₃，如图9的(C)所示。这样，根据指配的载波通过选择取样频率提取希望的信号。

Claims

1．一种码分多址联接发射机，包括：

一个一次调制器，用于执行传输信息的一次调制，因此，产生一次调制的同相信号和一次调制的正交信号；

扩频码产生装置，用于产生相应于一个信道和具有频率高于所述传输信息速率的扩频码；

一个二次调制器，使用所述扩频码执行所述一次调制的同相信号和所述一次调制的正交信号的扩频调制，因此，输出扩频同相信道数据和扩频正交信道数据，

一个频率偏移电路，利用指配的偏移频率偏移所述扩频同相信道数据和所述扩频正交信道数据和中心频率，因此，输出频率偏移数据；

一个发送电路，用于变换所述频率偏移数据为发送的信号；

其中所述的频率偏移电路包括：

一个第一信号发生器，用于产生相应于所述指配偏移频率的频率的余弦波；

一个第二信号发生器，用于产生相应于所述指配偏移频率的频率的正弦波；

一个第一乘法器，用于以所述余弦波乘所述扩频同相信道数据；

一个第二乘法器，用于以所述正弦波乘所述扩频正交信道数据；和

一个第一加法器，用于相加所述第一乘法器的输出和所述第二乘法器的输出。

2．根据权利要求1的码分多址联接发射机，其特征在于，所述发送电路可包括一个D／A变换器，用于变换频率偏移数据为模拟信号，和一个频率变换器，用于变换所述模拟信号为发送的信号。

3．根据权利要求1的码分多址联接发射机，其特征在于，所述频率偏移电路还包括：

一个第三乘法器，用于以所述正弦波乘所述扩频同相信道数据；

一个第四乘法器，用于以所述余弦波乘所述扩频正交信道数据；和

一个第二加法器，用于相加所述第三乘法器的输出和所述第四乘法器的输出；

据此，执行具有所述余弦波和所述正弦波的所述扩频同相信道数据和所述正交信道数据的复数相乘，和输出频率偏移同相信道数据和频率偏移正交信道数据。

4．一种码分多址联接发射机，包括：

一个发送电路，用于变换所述频率偏移数据为发送的信号；

其中所述频率偏移电路包括：

一个第一存储电路，用于存储所述扩频同相信道数据和相应于所述指配偏移频率的频率的余弦波的乘积；

一个第二存储电路，用于存储所述扩频正交信道数据和相应于所述指配偏移频率的频率的正弦波的乘积；

一个第三存储电路，用于存储所述扩频同相信道数据和所述正弦波的乘积；

一个第四存储电路，用于存储所述扩频正交信道数据和所述余弦波的乘积；

一个第一加法器，用于相加从所述第一存储电路读出的数据和从所述第二存储电路读出的数据；和

一个第二加法器，用于相加从所述第三存储电路读出的数据和从所述第四存储电路读出的数据；

据此，执行具有所述余弦波和所述正弦波与所述扩频同相信号数据和所述正交信道数据的复数相乘，和输出频率偏移同相信道数据和频率偏移正交信道数据。

5．一种码分多址联接发射机，包括：

一个发送电路，用于变换所述频率偏移数据为发送的信号；

其中所述频率偏移电路包括：

一个第一存储电路，用于存储所述扩频同相信道数据和相应于所述指配偏移频率的频率余弦波的乘积与所述扩频正交信道数据和相应于所述指配偏移频率的频率的正弦波乘积的和；和

一个第二存储电路，用于存储所述扩频同相信道数据和所述正弦波的乘积与所述扩频正交信道数据和所述余弦波乘积的和；

因此，执行所述扩频同相信道数据和所述正交信道数据与所述余弦波和所述正弦波的复数相乘，和输出频率偏移同相信道数据和频率偏移正交信道数据。

6．根据权利要求3的码分多址发射机，其特征在于，所述发射机电路包括D／A变换器，用于变换所述频率偏移同相信道数据和所述频率偏移正交信道数据为模拟信号；一个正交调制器，用于以所述D／A变换器输出的模拟同相信道信号和模拟正交信道信号正交调制载波；和一个频率变换器，用于变换所述正交调制器的输出信号为发送的信号。

7．一种码分多址接收机，其特征在于，包括：

一个第一频率变换器，用于频率变换接收的信号为中频信号；

一个正交检测器，用于变换所述中频信号为同相信道基带信号和正交信道基带信号；

A／D变换器，用于变换所述同相信道基带信号和所述正交信道基带信号为数字信号；

一个第二频率变换器，使用一个指配的偏移频率、从所述A／D变换器输出的偏移同相信道数字信号和正交信道数字信号的中心频率的本地信号，变换从所述A／D变换器输出的同相信道数字信号和正交信道数字信号为具有零中心频率的信号；

一个相关性检测器，用于相关性检测所述第二频率变换器的输出信号；和

一个调制器，用于解调所述相关性检测器的输出信号。

8．根据权利要求7的码分多址接收机，其特征在于，所述第二频率变换器包括：

一个第一信号发生器，用于产生所述指配偏移频率的余弦波；

一个第二信号发生器，用于产生所述指配偏移频率的正弦波；

一个第一乘法器，用于把所述余弦波与变换为数字信号的所述同相信道基带信号相乘；和

一个第二乘法器，用于把所述余弦波与变换为数字信号的所述正交信道基带信号相乘。

9．根据权利要求8的码分多址接收机，其特征在于，所述第二频率变换器包括低通滤波器，用于低通滤波所述第一乘法器和所述第二乘法器的输出。

10．根据权利要求8的码分多址接收机，其特征在于，所述第二频率变换器包括连接到所述第一乘法器和所述第二乘法器输出的一个自动频率控制电路。

11．根据权利要求7的码分多址接收机，其特征在于，所述第二频率变换器包括：

取样装置，用于以相应于指配偏移频率的时钟频率取样所述低频抑制滤波器的输出；和

一个低通滤波器，用于低通所述取样装置的输出。

12．一种码分多址联接***，包括一个码分多址联接发射机和一个码分多址联接接收机，其特征在于：

所述的码分多址联接发射机包括：

一个二次调制器，使用所述扩频码执行所述一次调制的同相信号和所述一次调制的正交信号的扩频调制，因此，输出扩频同相信道数据和扩频正交信道数据；

一个频率偏移电路，根据指配的偏移频率偏移所述扩频同相信道数据和所述扩频正交信道数据的中心频率，因此，输出频率偏移数据；

一个发送电路，用于变换所述频率偏移数据为发送的信号，

所述的码分多址联接接收机包括：

A／D变换器，用于变换所述同相信道基带信号和所述正交信道基带信号为数据信号；

一个第二频率变换器，使用一个指配的偏移频率、从所述A／D变换器输出的偏移的同相信道数字信号和正交信道数字信号的中心频率的本地信号，变换从所述A／D变换器输出的所述同相信道数字信号和所述正交信道数字信号为具有零中心频率的信号；

一个解调器，用于解调所述相关性检测器的输出信号。