CN106470080A - 在脉冲噪声和抹音信道中的snr计算 - Google Patents

在脉冲噪声和抹音信道中的snr计算 Download PDF

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Abstract

本发明涉及在脉冲噪声和抹音信道中的SNR计算。具体地，耦连(602)到网络中具有周期性脉冲噪声的噪声信道的装置可通过接收符号的包来估计有效的信噪比(SNR)。该装置可确定(604)由于干扰在该包中的坏符号的数量N坏比和在该包中的剩余多个好符号。SNR值可仅基于在该符号包中的多个好符号来计算(606)以形成SNR好值。可根据N坏比和该SNR好值的函数确定(608)SNR校正值(SNR偏移)。随后，通过根据SNR偏移调节该SNR好值来计算(610)有效的SNR值。

Description

在脉冲噪声和抹音信道中的SNR计算
技术领域
本发明总体涉及装置之间的可靠通信，并且具体地涉及通过电力线的通信。
背景技术
电力线通信(PLC)为用于例如自动抄表的一种技术。单向***和双向***均已成功使用了几十年。近年来，人们对此应用的兴趣大幅增长，这是因为公用事业公司对从所有的计量点获得最新的数据感兴趣，以便更好控制和运行公用电网。PLC为使用在高级抄表基础设施(AMI)***中的一种技术。
PLC载波中继站为在电力线上的PLC信号被刷新所在的设施。信号从电力线过滤出、解调以及调制、然后被再次重新注入到电力线上。由于PLC信号可以长距离(几百公里)传播，此类设施通常存在于使用PLC设备的很长电力线上。
在单向***中，读数通过通信基础设施从终端装置(诸如，仪表)“传播”(bubbleup)到公布读数的“主站”。单向***可比双向***成本低，而且难以重新配置运行环境的变化。
在双向***中，出站(outbound)和进站(inbound)的通信量被支持。可用于控制和重新配置网络的命令可以从主站广播(出站)到终端装置，诸如仪表以获得传送消息等的读数。在网络终端的装置接着可响应(进站)以携带期望值的消息。在公用变电站注入的出站消息应传播到下游的所有点。这种类型的广播允许通信***同时到达成千上万的装置。控制功能可包括监测***的健康情况并命令电力流向先前被识别为用于负荷卸载的候选者的节点。PLC也可为智能电网的组成部分。
电力线信道是非常恶劣的。信道特性和参数随着频率、位置、时间和所连接设备的类型而改变。从10kHz至200kHz的低频区域特别易于受干扰。此外，电力线正是频率选择性信道。除了背景噪声之外，电力线经受通常发生在50/60Hz的脉冲噪声、窄带干扰和高达几百微秒的群延迟。
OFDM为可以高效利用有限低频带宽的调制技术，并因此允许使用高级信道编码技术。此组合有利于通过电力线信道的非常稳健的通信。
在2010年9月30日，IEEE 1901宽带电力线标准被批准，并且作为该标准内的FFT-OFDM PHY的基础技术的HomePlug AV已正式生效并被批准为国际标准。HomePlug电力线联盟为IEEE 1901产品的认证机构。由HomePlug公布的三个主要规范(HomePlug AV、HomePlugGreen PHY和HomePlug AV2)为可互操作和兼容的。
应法国电网配电(ERDF)EDF集团(法国电力公司)的全资子公司的请求，另一组开放标准已被开发用于电力线通信(PLC)。改组标准包含“PLC G3物理层规范”和“PLC G3 MAC层规范”。这些标准旨在有利于自动仪表管理(AMM)基础设施在法国的具体实施；不过，使用这些标准或类似技术的PLC可供世界各地的电力公司使用。
G3标准促进互操作性并与IEC 61334、P1901和ITU G.hn***共同存在。10kHz至490kHz的操作符合FCC频段，10至150kHz的操作符合CENELEC频段，以及10-450kHz符合ARIB频段。CENELEC为欧洲电工标准化委员会并负责电子技术工程领域的标准化。ARIB为日本标准组织。
发明内容
附图说明
现在仅以示例的方式并参照附图来描述根据本发明的特定实施例：
图1为PLC***网络的概念图；
图2为使用在图1的PLC***中的示例PLC装置或调制解调器的框图；
图3为使用在图1的PLC***中的示例PLC网关的框图；
图4为使用在图1的PLC***中的示例PLC数据集线器的框图；
图5为示出可能发生在示例PLC信道中的脉冲噪声的曲线；
图6为示出用于计算在具有脉冲噪声或抹音的信道中的SNR的方法的流程图；
图7为示出用于预确定可被用于确定SNR校正值的函数的方法的流程图；
图8A和图8B为示出信道性能的建模的曲线；
图9为示出可被用于确定SNR校正值的函数的示例；
图10为示出PHY层和MAC层的电力线通信***的架构图；以及
图11示出示例性低成本、低功率G3和1901.2兼容装置的框图。
本发明实施例的其它特征根据随附的附图和以下具体实施方式将是显而易见的。
具体实施方式
现在将参考附图来详细描述本发明的特定实施例。为了一致起见，在不同附图中的相同元件由相同的附图标号表示。在本发明的各实施例的下列具体实施方式中，阐述了很多具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而，对本领域的普通技术人员来说显而易见的是，可在没有这些具体细节的情况下实施本发明。在其它情况下，众所周知的特征并没有详细描述，以免不必要地使本说明书复杂化。
电力线通信(PLC)装置在恶劣信道和噪声环境(诸如频率选择性信道、窄带干扰和脉冲噪声)存在时操作。从传统意义上说，重复编码用于提高PLC装置在这些恶劣环境中的稳健性。然而，重复编码伴随着降低数据速率的开销。作为示例，IEEE 1901.2、ITU-G.9903(G3-PLC)和ITU G.9904(PRIME)全部具有被称为ROBO或稳健模式的模式，其中信息位被重复4次。该重复编码有助于确保PLC装置可以与其它PLC装置连接，甚至在存在恶劣环境的情况下。
本公开的各实施例可包含用于计算表现出脉冲噪声或表现为抹音信道(erasurechannel)的电力线信道中的有效SNR的方法。该有效SNR可然后被用于确定链路可以支持的调制和编码方案(MCS)，如下面更详细描述的。
G3-PLC装置可以在若干频段中操作：CENELECA(35.9375-90.625kHz)、CENELEC B(98.4375-121.875kHz)、ARIB(154.6875-403.125kHz)和FCC(154.6875-487.5kHz)频段。在这些频段的每个频段中，关键的网络消息(诸如网络信息、路由、管理等)使用ROBO(重复4次)或超级ROBO(重复6次)模式来发送。
在感兴趣的频段(诸如CENELEC A：35.9375-90.625kHz)内，例如，较高的24音调(54.6875-90.625kHz)可能经历深衰落，这基本上确保没有信息可以在这些频段上收到。因此，通常只有较低的12个音调(35.9375-53.125kHz)可被用来传送数据。这等同于击穿用于每个OFDM符号的较高24个音调。应注意到，包含重复位的信息位在ROBO模式中实际上在所有36个音调上被传送。在此信道之后，所收到的数据流可看上去是用于每个OFDM符号的12个“接收到的位”，后面跟着24个“抹音位(erased bit)”(低信号值，基本上为零)。
在接收器处，接收到的数据流进行均衡、切片(计算软信息)、去交织、去展开(集成重复位的软信息)，如由G3-PLC或IEEE 1901.2标准所规定的。在这些操作之后，所得的软信息被发送到维特比(Viterbi)解码器。关于G3-PLC交错器/去交错器和展开的更多细节可见于ITU G.9903 02.2014标准(以及未来的版本)，该标准通过引用并入本文。
使用G3标准的电力线通信通过允许在中压线路(例如12kV)上传输6km或更长距离并跨过带有更少中继器的变压器来降低基础设施成本。在噪声信道上的稳健操作由基于正交频分复用(OFDM)的PHY(物理)层来提供。G3 Mac规范基于适合较低数据速率的IEEE802.15.4-2006“用于低速率无线个人局域网(WPAN)的无线介质访问控制(MAC)和物理层(PHY)规范”。提供了两层的前向纠错特征和网络安全特征。6LoWPAN适配层支持IPv6包。AES-128加密引擎可被包含在G3 PLC节点中。自适应音调映射最大化带宽利用率并且信道估计优化相邻节点之间的调制。网状路由协议选择远程节点之间的最佳路径。在MAC层，数据或命令帧可包含高达400字节的数据。在PHY层，帧可被分段并以较小的数据块传送。
IEEE 1901.2标准限定了用于经由交流电力线和直流电力线的低频(小于500kHz)窄带电力线装置的通信。该标准支持在下列环境中的室内通信和室外通信：a)低压线路(小于1000v)，诸如在公共设施变压器和仪表之间的线路；b)从变压器的低压至中压(1000V至高达72kV)；以及c)在城市和较长距离(几公里)农村通信两者中的从变压器的中压电力线至低压电力线。该标准使用小于500kHz的传输频率。根据应用要求，数据速率将可扩展为500kbps。该标准解决电网到公共设施仪表、电动汽车到充电站以及家用区域联网通信的场景。照明和太阳能面板电力线通信也潜在使用此通信标准。此标准集中通过所有类别的低频窄带(LF NB)装置平衡并高效使用电力线通信信道，从而定义用于在不同LF NB标准开发组织(SDO)技术之间共存的详细机制，确保预期带宽可被提供。通过最小化处于大于500kHz的频率的带外发射，此标准确保与宽带电力线(BPL)装置共存。该标准解决确保通信私密性并且允许使用安全敏感服务的必要安全要求。该标准定义了物理层(PHY)和数据链路层的介质访问(MAC)子层，如由国际标准化组织(ISO)开放***互连(OSI)基本参考模型所定义的。
图1为绘出电力配电***的PLC***的概念图。来自变电站101的中压(MV)电力线103通常携带在几十千伏范围的电压。变压器104将MV电力步进下降到在LV线路105上的低压(LV)电力，从而携带在100-240VAC范围内的电压。变压器104通常被设计为运行在范围为50-60Hz的非常低的频率处。变压器104通常不允许高频率诸如大于100KHz的信号在LV线105与MV线103之间传递。LV线105经由仪表106a-n向客户馈送电力，该仪表通常被安装在住宅102a-n的外面。虽然被称为“住宅”，房屋102a-n可包含电力被接收和/或消耗的任意类型的建筑物、设施或位置。断路器面板(例如面板107)提供仪表106n与住宅102n内的电力导线108之间的接口。电力导线108向住宅102n内的插座110、开关111和其它电气装置输送电力。
在图1中示出的电力线拓扑可被用于向住宅102a-n输送高速通信。在一些实施方式中，电力线通信调制解调器或网关112a-n可以在仪表106a-n处被耦连到LV电力线105。PLC调制解调器/网关112a-n可被用于通过MV/LV线103/105传送并且接收数据信号。此类数据信号可被用于支持抄表和电力输送应用(例如，智能电网应用)、通信***、高速互联网、电话通讯、视频会议和视频传输，仅举几个例子。通过在电力传输网络上运送电信和/或数据信号，不再需要向每个签约者102a-n架设新的布线。因此，通过使用现有配电***来携带数据信号，可以明显节约成本。
用于在电力线上传输数据的例示性方法可使用例如具有与电力信号频率不同的频率的载波信号。载波信号可例如使用正交频分复用(OFDM)方案或类似方案通过数据来调制。下面描述的示例基于IEEE 1901.2或G3-PLC，然而，其它实施例可使用现在已知或以后开发的其它基于OFDM的协议。
在住宅102a-n的PLC调制解调器或网关112a-n使用MV/LV电网向和从PLC数据集线器114传播数据信号而无需另外的布线。集线器114可以被耦连到MV线103或LV线105中的任意一种。调制解调器或网关112a-n可支持诸如高速宽带互联网链路、窄带控制应用、低带宽数据收集应用等的应用。在家庭环境中，例如，调制解调器或网关112a-n可以进一步启用家庭和建筑物在供热和空气调节、照明和安全方面的自动化。而且，PLC调制解调器或网关112a-n可用于控制电动汽车和其它家用电器的AC或DC充电。PLC装置113为表示例如可在住宅或办公室内采用的一个或多个PLC装置的示例装置。例如，在房屋的外面，电力线通信网络可提供街道照明控制和远程电力仪表数据收集。
一个或多个数据集线器114可经由网络120被耦连到控制中心130(例如，公用事业公司)。网络120可以包括例如，基于IP的网络、互联网、蜂窝网络、WiFi网络、WiMax网络等。由此，控制中心130可以被配置为通过(多个)集线器114从(多个)网关112和/或(多个)装置113收集电力消耗和其他类型的相关信息。附加或可替换地，控制中心130可以被配置为通过将智能电网的政策和其他监管或商业规则通过(多个)集线器114传送到每个网关(多个网关)112和/或(多个)装置113来实现此种规则。
在一些实施例中，每个集线器114可被看作用于PLC域的基本节点，每个此类域包括通过相应的集线器114与控制中心130通信的下游PLC装置。例如，在图1中，装置106a-n、112a-n和113可全部被看作是PLC域的一部分，该PLC域具有作为其基本节点的数据集线器114；虽然在其它情形下，其它装置可被用作PLC域的基本节点。在传统情况下，多个节点可被部署在给定的PLC网络中，并且至少那些节点中的子集可通过骨干网(例如，以太网、数字用户环路(DSL)等)被系到公用的时钟。进一步地，每个PLC域可以通过其自身的类似于变压器104的不同变压器耦连到MV线103。
仍参考图1，仪表106、网关112、PLC装置113以及数据集线器114每个都可被耦连到PLC调制解调器等装置或以其他方式包含PLC调制解调器等装置。PLC调制解调器可包含有利于装置连接到电力线103、105和/或108的发送器和/或接收器电路***。
图2为PLC装置或调制解调器113的框图，其可包含用于计算本文所述的有效SNR的方法的实施例。如图所示，AC接口201可以使用开关电路或类似电路以允许PLC装置113将导线108a与108b之间的连接切断的方式被耦连到房屋112n中的电导线108a和108b。然而，在其它实施例中，在没有提供此类切换能力的情况下，AC接口201可被连接到单个导线108(即，没有将导线108分成导线108a和108b)。在操作中，AC接口201可允许PLC引擎202通过导线108a-b接收和传输PLC信号。如上所述，在一些情况下，PLC装置113可为PLC调制解调器。另外或替换地，PLC装置113可为智能电网装置(例如，AC或DC充电器、仪表等)、家用电器或用于位于房屋112内部或外部的其它电气单元(例如，街道照明等)的控制模块的一部分。例如，PLC装置113还可体现为被耦连以跨接用于数据装置(诸如计算机、平板计算机或各种类型的传感器和致动器)的PLC网络提供数据传递的调制解调器。
PLC引擎202可被配置成使用特定的信道或频段经由AC接口201通过电线108a和/或108b传输和/或接收PLC信号。在一些实施例中，PLC引擎202可被配置成传输OFDM信号，然而其它类型的调制方案可被使用。由此，PLC引擎202可包含或以其它方式被配置成与计量电路或监控电路(未示出)通信，该计量电路或监控电路进而被配置成经由导线108、108a和/或108b测量特定装置或家用电器的电力消耗特性。PLC引擎202可接收此类电力消耗信息，将其编码为一个或多个PLC信号，并且通过导线108、108a和/或108b向更高级的PLC装置(例如，PLC网关112n、数据集线器114等)传输该一个或多个PLC信号以用于进一步处理。相反，PLC引擎202可从此类更高级的PLC装置接收在PLC信号中编码的指令和/或其它信息，从而例如允许PLC引擎202选择其操作的特定频带。可使用数字信号处理器(DSP)或另一类型的微处理器来实现PLC引擎202，该微处理器执行存储在耦连到微处理器的存储器中的控制软件指令，例如，用于执行用于电力线装置113的各种应用。
图3为PLC网关112的框图，其可包含用于计算本文所述的有效SNR的方法的实施例。如此示例所述，网关引擎301被耦连到仪表接口302、本地通信接口303和频带使用数据库304。仪表接口302被耦连到仪表106，并且本地通信接口303被耦连到各种PLC装置中的一个或多个，例如PLC装置113。本地通信接口303可提供各种通信协议，诸如ZIGBEE、蓝牙、WI-FI、WI-MAX、以太网等，其可使网关112能够与各种各样的不同装置和家用电器通信。在操作中，网关引擎301可被配置成收集来自PLC装置113和/或其他装置以及仪表106的通信，并且充当在这些不同装置与PLC数据集线器114之间的接口。网关引擎301还可被配置成向指定装置分配频带和/或向此类装置提供能够使这些装置自我分配它们自己的工作频率的信息。
在一些实施例中，PLC网关112可以被布置在房屋102n内部或附近，并且充当至所有PLC到房屋102n和/或从房屋102n到PLC通信的网关。然而，在其它实施例中，PLC网关112可不存在，并且PLC装置113(以及仪表106n和/或其它家用电器)可与PLC数据集线器114直接通信。当存在PLC网关112时，其可包含数据库304，该数据库具有例如由房屋102n内的各种PLC装置113当前使用的频带的记录。此类记录的示例可包含例如装置识别信息(例如，序列号、装置ID等)、应用程序配置文件、装置类别和/或当前分配的频带。由此，网关引擎301在分配、分派或以其它方式管理被分配到其各个PLC装置的频带时可以使用数据库304。PLC网关引擎301可使用数字信号处理器(DSP)或另一类型的微处理器来实现，该微处理器执行存储在耦连到微处理器的存储器中的控制软件指令，例如，用于执行用于网关装置112的各种应用。
图4为可包含用于计算本文所述的有效SNR的方法的实施例的PLC数据集线器的框图。网关接口401被耦连到数据集线器引擎402，并且可被配置成与一个或多个PLC网关112a-n通信。网络接口403也被耦连到数据集线器引擎402，并且可被配置成与网络120通信。在操作中，数据集线器引擎402在将数据转发到控制中心130之前可以被用于从多个网关112a-n收集信息和数据。在PLC网关112a-n不存在的情况下，网关接口401可以由被配置为与仪表116a-n、PLC设备113和/或其他家用电器直接通信的仪表和/或装置接口(未示出)替换。进一步地，如果不存在PLC网关112a-n，频率使用数据库404可被配置成类似以上关于数据库304的描述来存储记录。
周期性脉冲噪声
图5示出可能出现在相对于50Hz主周期为周期性的示例PLC信道上的脉冲噪声的示例曲线图。周期性脉冲噪声可限制PLC的通信性能，例如参见T.Shongwe，A.J.H Vinck，H.C.Ferreira在ISPLC 2014的“On Impulse Noise and its Models”。这种类型的噪声由在交流(AC)主周期中周期性出现的高功率噪声突发(high power noise burst)组成。通常，在交流线路电压的每个过零点，在晶体管或二极管响应于每个过零事件接通和断开时，由交流线路电压供电的各种电子装置会生成噪声。因此，如在502所示，噪声脉冲500可在50周期***中每10ms出现一次。类似地，噪声脉冲在60周期***中可每8.33毫秒(ms)在过零点出现。因此，在噪声突发期间所传输的数据可能被严重破坏。在PLC中，脉冲噪声突发500通常跨越504不止一个OFDM符号，并且具有等于半个AC主周期的周期性。
此外，在一些情况下，在每个PLC装置中的发送器/接收器可见的负荷可在交流主周期上具有循环平稳相关度，并因此在一些情况下的信道可表现为如同具有相对于交流主周期为周期性的占空比的抹音信道。
基于包的数据传输***中的包的常规结构包括前导码、头部和数据载荷。前导码通常用于估计信道脉冲响应、导出自动增益控制电路的设定并且执行载波频率偏移估计。它还可用于同步和其它的物理层功能。头部通常用于输送关于可变的物理层参数(诸如数据载荷的大小和实施用于特定包的调制类型)的信息。
如上所述，包可横跨干扰的若干间隔。例如，在400kHz处采样的G3-CENELEC包具有OFDM符号，该OFDM符号由278个采样组成，其中，22个采样对应于循环前缀。每个符号为695微秒(usec)，因此，整个包可横跨50/60Hz交流波的若干周期。
在典型通信***中，发送器和接收器对进行协商以确定可以支持的调制。这通常通过发送具有可以得到支持的最低调制和代码速率的“发声(sounding)”包来完成。例如，作为IEEE 1901.2和ITU-T G9903中的示例，发声包被称为音调映射请求包，并且在带有对应于以因数4重复或展开的BPSK的ROBO调制中发送。信道质量度量可被用来估计信道质量并因此选择适当的数据速率。为了试图设定每个信道的数据传输速率，大多数信道质量度量与在接收器所测量的信噪比(SNR)相关，或根据在接收器所测量的信噪比(SNR)来估计大多数信道质量度量。
响应于发声包，接收器可分析接收到的包以确定SNR，接着该SNR随后可被返回到发起发声包的发送器以指示信道的质量。一旦发送器已知接收器可见的信道的质量，该发送器可选择适当的调制和编码方案(MCS)以用于向该接收器传送数据包。
在无线信道中，有效的指数SNR(EESM)为用于确定链路可以支持的调制和编码方案(MCS)的一种方法；例如参见在2011年10月的IEEE Transactions on WirelessCommunications的卷10第3436-3448页的S.N.Donthi和N.B.Mehta的“An accurate modelfor EESM and its application to analysis of CQI feedback schemes andscheduling in LTE”。EESM在来自不同子载波的SNR估计需要被组合为被用于确定链路可支持的MCS的一个有效SNR估计时对于多载波***是特别有效的。诸如使用SNR估计的加权几何平均的替代方法也已被公开；例如参见Anim-Appiah，A.Batra，R.G.C Williams的“Method and apparatus for channel quality metric generations within a packetbased multi-carrier modulation communication”的美国专利7,295,517。然而，不像无线信道，电力线信道通常表现出周期性的强脉冲噪声，因此常规的链路质量度量方案需要被适当修改以便将此考虑在内。现在将描述用于在存在脉冲噪声或抹音(erasure)时计算链路可以支持的有效SNR的机制。
图6为示出用于计算在具有脉冲噪声或抹音的信道中的SNR的方法的流程图。此方法可实现在PLC网络装置上的软件或硬件中，或该方法通过PLC网络装置上的软件和硬件的组合来实现。
初始地，发声包由PLC装置(诸如电力线装置113，返回参考图1)中的接收器接收602，该PLC装置例如被耦连到如图1所示的电力线网络。例如，发声包可由耦连到电力线网络的另一电力线装置(诸如网关装置112n)中的发送器发送。通常，发送器将指示该包为发声包，并因此希望指示信道质量的响应。如上面更详细所述，PLC网络通常应表现出周期性的脉冲噪声突发。
通常，在PLC装置第一次在PLC网络上被发现时，发声包将被发送。然后，发声包可被周期性传输，以便保持信道质量的当前状态。在一些网络中，周期性速率可由网络管理员设定。例如，在其它网络中，周期性速率可由存储在网络控制节点中的默认值来定义。例如，在一些实施例中，周期性速率可被定义为10到20分钟的范围内。例如，然后更大或更小的间隔可由***设计师或管理员定义。
在一些实施例中，接收器可对并非是发声包的包执行此方法并向发送器提供未被请求的信道状态。例如，这可发生在接收器通知自最后的信道质量更新后该信道质量已明显改变的情况下。
耦连到PLC装置中的接收器的处理逻辑可随后确定604表现出脉冲噪声或抹音的在接收包中的坏数据符号的数量N坏。这可以若干方式完成。在一些实施例中，用于每个数据符号的RMS值可与标称RMS值比较，并且如果该RMS值改变超过预定义阈值，则该符号被宣布为“坏”符号。在另一实施例中，在接收到符号中的每个子载波的原始SNR值可被计算，并且如果这些原始SNR值的一些函数(例如，算术平均或几何平均)低于阈值，则特定符号被宣布为坏的。其它已知或以后开发的技术可被用来确定符号为坏的。
耦连到PLC装置中的接收器的处理逻辑可随后计算604N坏比(N(坏)比)。在一些实施例中，N坏比可以是在包中的“坏”数据符号对数据符号总数(N总)的比率，(N坏/N总)。在另一实施例中，N坏比可以是在包中的“坏”数据符号对“好”数据符号的数量(N好)的比率，(N坏/N好)。在任一情况下，该比率可用于确定需要从估计的SNR(SNR估计的好)减去多少SNR偏移以得到链路的总有效SNR。随着该比率向零移动并且对于高SNR估计的好值，可以支持更高的调制。例如，图8A示出相对在包中的“好”符号的百分比(即[N总-N坏]/N总)的在G3-PLC中的三种不同调制的性能(包错误率)。在此示例中，曲线图线802示出BPSK调制，曲线图线803示出QPSK调制，并且曲线图线804示出8PSK调制。包错误率(PER)为不正确接收的数据包的数量除以接收到包的总数。如果至少一位是错误的，则包被宣布为不正确。很显然，对于任何给定的调制方案，具有更多抹音或坏符号的效果将导致PER下降。
耦连至PLC装置中的接收器的处理逻辑可随后仅基于“好”符号来计算606所估计的SNR(SNR估计的好)。这可使用EESM方法来完成，该方法在美国专利7,295,517中概述，或它可简单的为在所有好的符号中的SNR估计的算术、几何或调和平均或它们的一些组合。其它已知或以后开发的技术也可用于仅使用发声包中的好符号来确定有效的SNR。
耦连至PLC装置中的接收器的处理逻辑可以随后确定608待被应用的SNR偏移。SNR偏移为N坏比和SNR估计的好两者的函数，如由方程式(1)所指示。
SNR偏移＝f(N坏比，SNR估计的好) (1)
在方程式(1)中，f(.)为可被预确定的并且取决于***参数(即，调制、交错器的类型、编码类型等)的函数。在一些实施例中，f(.)可仅为取决于N坏/N总或根据N坏/N好的线性拟合，例如，其中线性拟合参数(在y＝mx+c中的斜率(m)值和y拦截(c)值)进一步取决于SNR估计的好。在一些实施例中，函数f(.)可以基于N坏/N总和SNR估计的好的输入的查询表的方式来实现。函数f(.)的确定将在下面参考图7来更详细地描述。
仍然参考图6，耦连至PLC装置中的接收器的处理逻辑可随后使用方程式(2)来计算610该链路的有效SNR。
SNR有效＝SNR估计的好-SNR偏移 (2)
SNR有效可被看作该链路的“增加高斯白噪声”(awgn)SNR并且可被用来基于所期望的目标包错误率性能来确定该链路可以支持的调制和编码方案。
可使用G3-PLC标准将该方法应用于所有的频段。例如，该方法也可使用IEEE1901.2来应用于所有的频段。
图7为示出预确定可被用于确定SNR校正值的函数的方法的流程图。在此示例中，在干扰水平的范围内的噪声信道的操作被建模702，以产生有效SNR的曲线。图8B示出建模过程702的示例。在此示例中，曲线图线812示出BPSK调制，曲线图线813示出QPSK调制，并且曲线图线814示出8PSK调制。对于每种类型的调制，通过模拟带有增加高斯白噪声(awgn)的信道的操作，SNR在范围内改变。在各个点的包错误率被确定并被绘出以形成曲线图线。
接下来，N坏比和SNR好在干扰水平的范围内被建模704，如图8A所示。在此示例中，曲线图线802示出BPSK调制，曲线图线803示出QPSK调制，并且曲线图线804示出8PSK调制。x轴表示未被抹音的包的百分比。换句话说，例如，此为N好/N总比或(N总-N坏)/N总或(1-N坏/N总)。再者，对于每种类型的调制，在各个点的包错误率被确定并被绘出以形成曲线图线。
N坏比和SNR好的校正函数随后被确定，该校正函数在干扰水平的范围内与SNR好组合时在干扰水平的范围内产生近似SNR校正值以近似匹配有效SNR的曲线。例如，这可通过基于来自图8A和8B中的每个的相同PER值选择对应的点(诸如，点822和832、823和833以及824和834)来完成。这些对应的点提供在SNR和N坏比之间的相关性。
在此示例中，针对在N坏比＝42％处的PER＝10-1的来自图8A的点822和针对SNR＝-0.5处的PER＝10-1的来自图8B的对应点832可被组合，以示出在N坏比＝42％处的有效SNR仅为-0.5。然而，当仅在好符号上测量时，计算的在该N坏比处的SNR好为大约为15dB。因此，需要从SNR好减去近似15.5dB的SNR偏移。这在图9的点942处示出。类似地，可使用点对823和833以及824和834来确定点943和944。具有函数y＝mx+c的直线950可随后被拟合到具有表示函数f(.)的近似参数的这些点。在一些实施例中，直线参数(m和c)为SNR的函数。作为在图9中的示例，直线参数(m和c)针对SNR好＝15dB被计算。在另一个实施例中，由于PER可具有对包长度或交错器设定的进一步相关性，直线参数(m和c)可为SNR和包长度两者的函数。在一些实施例中，例如，这可存储在具有对应于SNR好的行项和对应于包长度的列项的2D表中，其中条目等于预期的直线拟合(m和c)参数。
更复杂的模型也可被预确定以涵盖范围广泛的信道条件。例如，在此情况下，例如，查询表可用于表示所得的函数。
图10为电力线通信***的架构图，其示出用于数据包管理的PHY(物理)和MAC(介质访问控制)层，如由G3-PLC和IEEE 1901标准所定义的。在H1(主机)接口之上的更高层实体(HLE)可以是向在H1接口下面的客户提供片外(off-chip)服务的桥、应用或服务器。数据的服务访问点(SAP)接受以太网格式包，因此，所有基于IP的协议很容易被处理。如图10所示，PLC通信标准定义两个面。数据面利用在汇聚层(CL)和MAC之间的M1接口以及在MAC和PHY之间的PHY接口提供传统的分层方法。在控制面中，MAC为没有按常规分层的整体层(monolith)。在图10中，其被标记为连接管理器(CM)，由于为其主函数。控制面所采用的方法被选择成提供更有效的处理并提供用于创新的更大灵活性的执行器。虽然控制面的一部分可在所有站中，中心协调器(CCo)实体可仅在单个PLC网络中的一个站中为激活的。
为了更好理解本发明的实施例，现将描述IEEE 1901.2的概述。额外的细节可见于各种IEEE文献。更详细的概述提供在2013年7月2日的“An Overview，History，andFormation of IEEE 1901.2 for Narrowband OFDM PLC”，其通过引用并入本文。
关于PHY构建块(building block)的细节已在各种IEEE出版物中呈现。最终结果为现在的用于NB PLC的通用PHY结构。在收发器中的基本PHY元素(element)开始于扰频器(scrambler)。扰频器的功能是用于随机化输入的数据。G3-PLC和PRIME两者都利用相同的多项式发生器，如方程式(3)所示。
s(x)＝x7+x4+1 (3)
接着是两个纠错级别，其以里德-所罗门(Reed-Solomon)(RS)编码器来开始，其中，通常来自扰频器的数据使用伽罗瓦(Galois)字段(GF)通过缩短***里德-所罗门(RS)码来编码。由G3-PLC和PRIME两者所采用的第二纠错级使用带有约束率K＝7的1/2速率卷积编码器。卷积编码器后面跟随的是二维(时间和频率)交错器。这些块在一起明显提高存在噪音的情况下的稳健性和整体***性能。
在FEC(前向纠错)块之后是OFDM调制器。PRIME和G3-PLC的调制技术被选择用在IEEE 1901.2中。所定义的调制器描述调制(BPSK、QPSK、8PSK等)；构像(constellation)映射；重复次数(4、6等)；调制类型(差分、相干)；频域预加强；OFDM生成(带有循环前缀的IFFT)；和窗口化(windowing)。
物理帧的结构根据基本***参数来定义，该基本***参数包含FFT点的数量和重叠样本、循环前缀的大小、在前导码中的符号的数量和采样频率。物理层支持两种类型的帧：数据帧和ACK/NACK帧。每个帧以用于同步和检测以及自动增益控制(AGC)自适应的前导码开始。前导码之后是分配到帧控制头部(FCH)的数据符号，其中符号的数量取决于OFDM调制所使用的载频的数量。
FCH是在每个数据帧开始处传输的数据结构。其含有关于调制的信息和在符号中的当前帧的长度。FCH也包含用于错误检测的帧控制校验和(CRC，或循环冗余校验)。CRC的大小取决于所采用的频段。
PHY层包含优化最大稳健性的自适应音调映射(ATM)特征。增加的ATM特征首先通过估计接收到的信号子载波(音调)的SNR来实现，并且然后自适应选择可用音调和最佳调制以及编码类型，以确保通过电力线信道的可靠通信。音调映射也规定针对频谱的各个分段待应用的远程发送器的功率水平和增益值。全载波(per-carrier)的质量测量使得***能够自适应地避免在子载波上低质量传送数据。通过使用音调映射索引***，接收器了解发送器使用哪些音调发送数据，以及哪些音调被填充有待忽略的伪数据。ATM的目标是在发送器和接收器之间的给定信道状态下实现最大可能的吞吐率。
在MAC和PHY层之间的传输协议包含可在MAC和PHY层之间访问的不同数据原语(primitive)。可提供若干原语。PD-DATA.request原语由本地MAC子层实体生成并分发到其PHY实体以请求PHY服务数据单元(PSDU)的传输。PD-DATA.confirm原语确认从本地PHY实体到对等PHY实体的PSDU的传输的结束。PD-DATA.indication原语指示PSDU从PHY转移到本地MAC子层实体。PHY层可包含被称为PLME(物理层管理实体)的管理实体。PLME提供层管理服务接口功能。PLME也负责维持PHY信息库。
MAC层为在逻辑链路控制(LLC)层和PHY层之间的接口。MAC层通过使用CSMA/CA(避免多路访问冲突的载波感测)来调节对介质的访问。其以肯定应答(ACK)和否定应答(NACK)的形式对上层提供反馈并且还进行包分片和重组。包加密/解密也通过MAC层来执行。
可提供音调映射响应MAC命令以采用自适应音调映射。如果设定接收到的包分段控制字段的音调映射请求(TMR)位，那么MAC子层生成音调映射响应命令。这意味着包源发站已请求来自目的地装置的音调映射信息。该目的地装置必须估计两点之间的这种特定通信链路并报告最佳的PHY参数。该音调映射信息包含与PHY参数相关联的索引：使用的音调和分配的数量(音调映射)、调制模式、TX功率控制参数和链路质量指示符(LQI)。
物理层(PHY)可在小于500kHz的频率范围内运行并提供高达500kbps的PHY信道速率。IEEE 1901.2装置可发送长度大于400字节的MAC数据帧，而G3装置被限制为最大400字节。
图11为示例性的低成本、低功率G3和1901.2兼容装置1100的框图，其示出用于通过电力线1102的PLC的电力线通信节点的OFDM发送器1110和接收器1120。如上所述，电力线信道是非常不利的。信道特性和参数随着频率、位置、时间和连接到其的设备的类型而改变。使用在G3 PLC和IEEE 1901.2中的从10kHz至200kHz的低频区域特别易于受干扰。此外，电力线正是频率选择性信道。除了背景噪声之外，其还受制于往往发生在50/60Hz处的脉冲噪声、窄带干扰和高达几百微秒的群延迟。
如以上详述，OFDM为可以有效利用由CENELEC和IEEE 1901.2所规定的有限带宽并由此允许使用高级信道编码技术的调制技术。此组合有利于通过电力线信道的非常稳健的通信。
CENELEC带宽被划分为若干个子信道，其可被视为许多独立的带有不同非干扰(正交)载波频率的PSK调制载波。卷积和里德-所罗门(RS)编码提供允许接收器恢复由背景和脉冲噪声所引起的丢失位的冗余位。时频交错方案可被用于减少在解码器的输入处的接收的噪声的相关性，从而提供分集(diversity)。
数据1111和帧控制头部1112由应用经由通信协议的介质访问层(MAC)来提供。OFDM信号通过在复值信号点上执行IFFT(快速傅立叶逆变换)1115来生成，该复值信号点通过根据前向纠错编码器1113使用里德-所罗门编码的差分编码相位调制产生。音调映射1114被执行以向各个子载波分配信号点。OFDM符号通过向由IFFT 1115所生成的每个块的开始端附加循环前缀(CP)1116来构建。循环前缀的长度被选择使得信道群延迟不应引起连续OFDM符号或相邻的子载波来干扰。OFDM符号随后被窗口化1117并经由模拟前端(AFE)1118被施加在电力线1102上。AFE 1118提供发送器1110与50/60Hz电力线电压的隔离。
类似地，接收器1120经由AFE 1121从电力线1102接收OFDM信号，该AFE使接收器1120与50/60HZ电力线电压隔离。OFDM解调器1122去除循环前缀(CP)、使用FFT(快速傅里叶变换)将OFDM信号转换到时域并且进行相移键控(DBPSK、DQPSK)符号的解调。FEC解码器1123使用里德-所罗门解码来进行纠错并且随后去扰码(descramble)该符号以产生接收到的数据1124。帧控制头部1125信息也由FEC解码器1120产生，如由G3和IEEE 1901.2 PLC标准所定义的。
盲信道估计技术可被用于链路适配。基于接收到的信号的质量，接收器决定待使用的调制方案，如由PLC标准所定义并且可使用本文所公开的SNR校正技术。此外，***可利用坏SNR(信噪比)来区分子载波并且不在这些子载波上传输数据。
可使用执行存储在被耦连到微处理器的存储器中的控制软件指令(例如，用于进行FEP编码、映射和OFDM调制、解调以及FEP解码)的数字信号处理器(DSP)或其它类型的微处理器来实现发送器1110和接收器1120。例如，在其它实施例中，发送器或接收器的一部分或全部可用硬连线控制逻辑来实现。可在使用已知的半导体处理技术的单个集成电路上实现发送器1110和接收器1120。模拟前端1118、1121要求可以耐受存在于电力线上的电压水平的模拟逻辑和隔离变压器。
G3和IEEE 1901.2 PLC***被指定为具有通过穿过LV/MV变压器在通常为100-240VAC的低压(LV)电力线以及高达约12kV的中压(MV)电力线两者中通信的能力。这意味着在传输的信号由于通过MV/LV变压器已严重衰减之后，在LV侧的接收器必须能够检测该传输的信号。在该信号通过变压器时，预计该信号经受其功率水平上的整体严重衰减以及衰减更高频率的频率依赖性衰减。发送器和接收器两者具有补偿这种衰减的机制。发送器具有调节其整体信号水平以及基于由目标接收器所提供的音调映射信息形成其功率频谱的能力，而接收器具有模拟和数字AGC(自动增益控制)两者，以便实现足够的增益来补偿整体衰减。
其它实施例
在本文的描述中，使用在G3和IEEE 1901.2标准中具体定义和/或在PLC技术领域的普通技术人员能很好理解的一些术语。出于简洁考虑，未提供这些术语的定义。此外，使用此术语为了方便解释，并且不应被视为本发明对G3和IEEE 1901.2标准的限制实施例。本领域的普通技术人员应明白，在不偏离所述功能的情况下，不同术语可被用于其它的编码标准。
例如，通过确定提供特定频带(诸如，CENELEC A、CENELEC B、ARIB或FCC频带)的成功通信的一组包长度，这些实施例可在不同频段上运行。
本文所述的接收器和发送器及其方法的实施例可被提供在若干类型的数字***中的任一个上：数字信号处理器(DSP)、通用可编程处理器、专用电路或片上***(SoC)，诸如DSP和精简指令集(RISC)处理器以及各种专用加速器的组合。在板上或外部(闪存EEP)ROM或FRAM中的存储程序可被用于实施信号处理的各方面。
在本公开中描述的技术可在硬件、软件、固件或它们的任何组合中实现。可使用硬件和/或软件状态机的各种组合。例如，如果在软件中实现，则软件可在一个或多个处理器(诸如，微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、软件状态机或数字信号处理器(DSP))中执行。执行该技术的软件可被初始存储在计算机可读介质(诸如闪存驱动器、光盘(CD)、磁盘、磁带、文件、存储器或任何其它可读存储装置)中并在制造现场被加载以在处理器中被执行。在一些情况下，还可在计算机程序产品中销售软件，该计算机程序产品包含计算机可读介质和用于计算机可读介质的包装材料。在一些情况下，软件指令可经由可移动计算机可读介质(例如，软盘、光盘、闪存、USB密钥)、经由另一数字***上的计算机可读介质的传输路径来分布。
在整个说明书和附属权利要求中所使用的某些术语指的是特定***组件。本领域的技术人员应明白，在不偏离所述功能的情况下，数字***中的组件可被称为不同名称和/或以未在本文所示的方式来组合。本文所述实施例是以组件的不同名称区分，而不是以功能来区分。在所述讨论以及附属权利要求中，术语“包括”和“包含”以开放的方式来使用，并因此应解释为表示“包含但不限于...”。而且，术语“耦连”及其派生词是指间接、直接、光和/或无线电连接。因此，如果第一装置耦连到第二装置，则该连接可为通过直接电连接、经由其它装置和连接通过间接电连接、通过光电连接和/或通过无线电连接。
虽然方法步骤可以按顺序提出和描述，但是所示和所述的一个或多个步骤可被省略、重复、并行执行和/或以与附图所示和/或本文所述不同的顺序来执行。因此，不应将本发明的实施例视为局限于附图所示和/或本文所述的指定步骤顺序。
因此可构想，附属权利要求应涵盖落入本发明的真实范围和本发明的精神的实施例的任何变型。

Claims (18)

1.一种用于通过网络中的装置估计噪声信道中的信噪比的方法，所述方法包括：
由所述装置通过具有周期性脉冲噪声的信道接收符号的包；
确定由于干扰在所述包中的坏符号的数量N坏比和在所述包中的剩余多个好符号；
仅基于在符号的所述包中的所述多个好符号来计算信噪比即SNR以形成SNR好值；
根据所述N坏比和所述SNR好值的函数确定SNR校正值即SNR偏移；以及
通过根据SNR偏移调节所述SNR好值来计算有效SNR值。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述有效SNR值被发送到所述网络中的另一装置来供其它装置使用以选择调制和编码方案即MCS；以及
使用选择的MCS从所述其它装置接收包。
3.根据权利要求1所述的方法，其中确定所述SNR校正值使用预定的校正函数，其中所述校正函数通过以下来预确定：
在干扰水平的范围内对所述噪声信道的运行进行建模以产生在干扰水平的范围内的有效SNR的曲线；
在所述干扰水平的范围内对N坏比和SNR好进行建模；以及
确定N坏比和SNR好的校正函数，所述校正函数当在所述干扰水平的范围内与SNR好组合时在所述干扰水平的范围内产生近似SNR校正值以近似地匹配有效SNR的所述曲线。
4.根据权利要求3所述的方法，其中所述校正函数为具有输入变量N坏/N好和SNR好的多项式函数。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述多项式函数为线性拟合。
6.根据权利要求3所述的方法，其中所述校正函数为查询表函数。
7.一种电力线通信装置即PLC装置，其包括：
耦连到存储器电路的应用处理器；
耦连到所述应用处理器的收发器，其中所述收发器包含被配置为从电力线接收OFDM符号的模拟前端以及被配置成解调所述OFDM符号以产生数据的解调器；
其中所述PLC装置被配置为使用通信协议经由电力线从远端发送器接收数据帧，使得所述接收器被配置成：
通过具有周期性脉冲噪声的信道接收符号的包；
确定由于干扰在所述包中的坏符号的数量N坏比和在所述包中的剩余多个好符号；
仅基于在符号的所述包中的所述多个好符号来计算信噪比即SNR以形成SNR好值；
根据所述N坏比和所述SNR好值的函数确定SNR校正值即SNR偏移；以及
通过根据SNR偏移调节所述SNR好值来计算有效SNR值。
8.根据权利要求7所述的PLC装置，其中所述收发器包含被配置成传输OFDM符号到电力线上的模拟后端以及被配置成调制所述OFDM符号以表示数据的调制器；以及
其中所述PLC被配置成传输所述有效SNR值到所述网络中的另一装置来供其它装置使用以选择调制和编码方案即MCS；以及
其中所述PLC装置被配置成使用选择的MCS从所述其它装置接收包。
9.根据权利要求7所述的PLC装置，其中确定所述SNR校正值使用存储在耦连到所述应用处理器的存储器电路中的预定校正函数，其中所述校正函数通过以下来预确定：
在干扰水平的范围内对所述噪声信道的运行进行建模以产生在所述干扰水平范围内的有效SNR的曲线；
在所述干扰水平的范围内对N坏比和SNR好进行建模；以及
确定N坏比和SNR好的校正函数，所述校正函数在所述干扰水平的范围内与SNR好组合时在所述干扰水平的范围内产生近似SNR校正值以近似匹配有效SNR的所述曲线。
10.根据权利要求7所述的PLC装置，其中所述校正函数为具有输入变量N坏/N好和SNR好的多项式函数。
11.根据权利要求10所述的PLC装置，其中所述多项式函数为线性拟合。
12.根据权利要求9所述的PLC装置，其中所述校正函数为查询表函数。
13.一种存储软件指令的非暂时性计算机可读介质，当所述软件指令由处理器执行时，引起用于通过网络中的装置估计在噪声信道中的信噪比的方法被执行，所述方法包括：
通过具有周期性脉冲噪声的信道接收符号的包；
确定由于干扰在所述包中的坏符号的数量N坏比和在所述包中的剩余多个好符号；
仅基于在符号的所述包中的所述多个好符号来计算信噪比即SNR以形成SNR好值；
确定作为所述N坏比和所述SNR好值的函数的SNR校正值即SNR偏移；以及
通过根据SNR偏移调节所述SNR好值来计算有效的SNR值。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述有效SNR值被发送到所述网络中的另一装置用于由其它装置使用以选择调制和编码方案即MCS；以及
使用选择的MCS从所述其它装置接收包。
15.根据权利要求13所述的方法，其中确定所述SNR校正值使用预定的校正函数，其中所述校正函数通过以下来预确定：
在干扰水平的范围内对所述噪声信道的运行进行建模以产生在所述干扰水平范围内的有效SNR的曲线；
在所述干扰水平的范围内对N坏比和SNR好进行建模；以及
确定N坏比和SNR好的校正函数，所述校正函数当在所述干扰水平的范围内与SNR好组合时在所述干扰水平的范围内产生近似SNR校正值以近似地匹配有效SNR的所述曲线。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述校正函数为具有输入变量N坏/N好和SNR好的多项式函数。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述多项式函数为线性拟合。
18.根据权利要求15所述的方法，其中所述校正函数为查询表函数。
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