CN106451466B - 基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***及方法 - Google Patents

Abstract

一种基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***及方法，该***包括串联MMC、并联MMC、控制电路；串联MMC、并联MMC形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，分别通过变压器连接至电网侧和负载侧。该方法包括abc静止坐标系下的MMC模型变换得到dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型；获得MMC在dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；利用并联MMC输出补偿电流和稳定直流侧电压；利用串联MMC输出补偿电压。本发明针对基波正序电压分量、基波正序电流分量采用PI调节器，其他分量采用准PR调节器实现无静差控制，不仅针对畸变、谐波及无功功率等情况进行补偿，还对不平衡电源电压及不平衡负载的情况进行补偿，使负载得到可靠供电。

Description

基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***及方法

技术领域

本发明涉及柔***流输配电及电力电子技术领域，特别涉及一种基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***及方法。

背景技术

现代工业电网中，电机的启动、大负荷的启停、负荷的非线性等各种干扰导致工业电网电压畸变、不平衡电压的上升和下降、电压闪变、负载电流不平衡等，引起工业电网电能质量明显下降。而随着大量新技术的广泛应用，各种检测控制设备等敏感负荷所占的比重越来越大，相应地对电网电能质量的要求越来越高。那么，为了给用户提供纯净的电源，电能质量综合补偿装置的研究非常重要。统一电能质量调节器UPQC(Unified PowerQuality Conditioner)能够对工业电网电能质量实现综合补偿，为用户提供稳定、可靠的绿色电源。

但是，目前的UPQC拓扑结构由于受到单个功率器件耐压能力的限制只能应用到低压场合，而无法满足中压大功率场合的要求。为解决此问题，UPQC拓扑结构的各个桥臂必然会通过串联以及并联多个开关器件的方式来降低单个开关器件所承受的电压，因此增加了开关器件控制的复杂性。将多电平技术应用到UPQC领域，研究一种新型的UPQC拓扑结构是非常必要的。文献“A multilevel converter-based universal power conditioner”，提出了一种5电平的二极管箝位式的电能质量调节器。文献“Multilevel voltage-source-converter topologies for industrial medium-voltage drives”提出此种拓扑应用在中高压场合会有很大的局限性，如需要大量的电容，电容信号采集复杂，为保持电容电压平衡需要复杂的调制策略等，因此用二极管钳位型实现的UPQC仅限于三或四电平。

文献“基于模块化多电平换流器MMC(Modular Multilevel Converter)拓扑的新型中压统一电能质量控制器”和文献“基于MMC的统一电能质量调节器控制策略研究”对于MMC-UPQC补偿功能进行了研究，但均聚焦在电网电压的畸变、负载电流的谐波及无功功率等方面，没有针对不平衡电源电压及不平衡负载的情况进行探讨。而电网在实际运行过程中，可能会发生各种不平衡，从而影响某些重要负荷的正常运行，甚至会导致某些设备发生故障保护，带来较大的经济损失。所以为提高电网电能质量，有必要对MMC-UPQC在电网发生不平衡、畸变、谐波等各种电能质量问题时的综合补偿控制功能进行研究。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供一种基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***及方法。

本发明的技术方案如下：

一种基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***，包括：

串联于电网和负载之间的模块化多电平换流器即串联MMC；

与负载并联的模块化多电平换流器即并联MMC；

控制电路：根据电网侧电压、电流信号和负载侧电压、电流信号，分别通过串联MMC和并联MMC补偿控制电网侧引起的电压质量问题和负载侧引起的电流质量问题；

串联MMC、并联MMC共用直流环节，形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，串联MMC、并联MMC分别通过变压器连接至电网侧和负载侧，控制电路包括串联侧控制器、并联侧控制器，分别连接串联MMC、并联MMC。

一种采用所述***的电网电能质量控制方法，包括：

步骤1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析串联MMC、并联MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，得到abc静止坐标系下的MMC模型，利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型；

步骤2、采用小信号分析的方法，将dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型中的电气量用小信号表示，获得MMC在dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；

步骤3、控制电路利用并联MMC输出补偿电流和稳定直流侧电压；

步骤4、控制电路利用串联MMC输出补偿电压。

所述步骤3包括：

步骤3-1、串联MMC、并联MMC所形成的基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中，并联侧控制策略采用双环控制，电压外环采用PI控制来维持直流侧电压，电流内环采用前馈解耦控制对并联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；

步骤3-2、将负载电流与基波正序有功电流的差值作为电流补偿量注入电网；

步骤3-3、电流内环控制过程中在负载电流发生畸变和不平衡时，基波正序电流分量采用PI调节器实现无静差控制，其它电流分量采用准PR调节器实现无静差控制。

所述步骤4包括：

步骤4-1、串联MMC、并联MMC所形成的基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中，串联侧控制策略采用双环控制，电压外环采用PI控制获得电流内环的参考指令值，电流内环采用前馈解耦控制对串联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；

步骤4-2、将电网电压与负载电压参考值的差值作为电压补偿量注入电网；

步骤4-3、电流内环在电网电压发生畸变和不平衡时，基波正序电压分量采用PI调节器实现无静差控制，其它电压分量采用准PR调节器实现无静差控制。

本发明的有益效果：

1)本发明利用一种新型的基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，能够克服现有技术的不足，在中压大功率领域具有明显的应用优势，如无需增加高压直流母线电容(或串联连接)，输出电平数量多，电压谐波含量少。

2)本发明针对除基波正序电流、电压以外的分量采用准PR调节器实现无静差控制，不仅可以针对***畸变、谐波及无功功率等情况下进行补偿，还可以针对不平衡电源电压及不平衡负载的情况进行补偿，较好地解决了来自电网电压的电能质量问题，使负载可以得到优质可靠的供电，同时也较好地控制来自负载侧的电能质量问题向电网扩散，使***的电能质量得到了全面的改善。

附图说明

图1是本发明具体实施例中基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***结构示意图；

图2是本发明具体实施例中MMC数学建模流程图；

图3是本发明具体实施例中三相MMC拓扑结构图，(a)为三相MMC拓扑结构，(b)为子模块SM拓扑结构；

图4是本发明具体实施例中利用并联MMC输出补偿电流和稳定直流侧电压的控制框图；

图5是本发明具体实施例中串联MMC的基波正序电压外环PI调节器示意图；

图6是本发明具体实施例中控制器利用串联MMC输出补偿电压的控制框图；

图7是本发明具体实施例中补偿电网电压畸变实验波形，(a)畸变的电网电压，(b)补偿后的负载电压波形；

图8是本发明具体实施例中无功功率与谐波的综合补偿实验波形，(a)补偿前电网的a相电压与电流波形，(b)补偿后电网的a相电压与电流波形；

图9是本发明具体实施例中电网电压不平衡补偿实验波形，(a)补偿前电网的b相与c相电压波形，(b)补偿后负载的b相与c相电压波形；

图10是本发明具体实施例中非线性及不平衡负载的补偿实验波形，(a)负载电流波形，(b)补偿后电网电流波形，(c)补偿后电网的a相电压与电流波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

一种基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***，如图1所示，包括：

串联于电网和负载之间的模块化多电平换流器即串联MMC；

与负载并联的模块化多电平换流器即并联MMC；

控制电路：根据电网侧电压、电流信号和负载侧电压、电流信号，分别通过串联MMC和并联MMC补偿控制电网侧引起的电压质量问题和负载侧引起的电流质量问题；

串联MMC、并联MMC共用直流环节，组成背靠背型拓扑结构，形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，串联MMC、并联MMC分别通过变压器连接至电网侧和负载侧，控制电路包括串联侧控制器、并联侧控制器，分别连接串联MMC、并联MMC。待提高的***电压、电流信号经变压器输入至统一电能质量调节器UPQC的拓扑结构，以DSP为核心的控制器控制该拓扑结构以提高电网电能质量。本发明提供的基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***既能补偿***的畸变、谐波等电能质量问题，也能补偿***不平衡的电能质量问题，全面地提高电力***的电能质量，特别是有效地弥补现有技术补偿控制的不足。

串联MMC、并联MMC均为如图3(a)所示的三相MMC，是一种将多个子模块进行串联的新型拓扑结构。图中包括6个桥臂，由串联的电感L和电阻R等效的电抗器与一定数目的如图3(b)所示的子模块SM(sub-module)串联后构成各桥臂，各相上、下桥臂共同构成相单元。上、下桥臂的子模块配合投切拟合交流电压，同时维持直流电压恒定。图中MMC网侧交流相电压和交流相电流分别为u_sk、i_k，k＝a，b，c，各相上、下桥臂电流分别为i_kP、i_kN，直流母线电压为u_dc，子模块的直流电容电压为u_c。

设上、下桥臂各有n个子模块SM，上、下桥臂的子模块SM可看成是占空比分别为d_kP、d_kN控制的电压源。根据基尔霍夫电压定律、电流定律，按照图3所示的参考方向，对三相MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，有如下关系式：

式中，d_kP为各相上桥臂的子模块SM的占空比，d_kN为各相下桥臂的子模块SM的占空比；

在图3中，P点相对于直流假想中性点O的电压u_Po为+u_dc/2，而N点相对于中性点O的电压u_No为-u_dc/2，则三相MMC的各相上、下桥臂的电压u_kP、u_kN与直流侧电压的关系为：

式中，u_ko表示MMC各相等效交流输出电压相对于中性点O的电压。

由式(2)的两式相加可得

u_kP+u_kN＝u_dc (3)

由式(2)的两式相减可得

u_ko＝(u_kN-u_kP)/2 (4)

为维持直流电压相对稳定，各相上、下桥臂的子模块SM投入总数在任意时刻均为n。

直流母线电压u_dc为上、下桥臂输出电压u_kP、u_kN之和：

u_dc＝u_kP+u_kN＝nu_c (5)

将(1)的两式相加可得：

由(6)式可得：

由式(2)可知各相上、下桥臂的子模块SM输出电压之和满足关系：

由式(8)可知上、下桥臂的占空比满足：

式中，表示三相MMC各相的等效输出调制比。

上述基于MMC的统一电能质量调节器UPQC的拓扑结构中，串联MMC可以等效为一个受控电压源，类似于串联型有源电力滤波器，主要补偿来自电网侧的电压波动、电压谐波、电压不平衡等电压质量问题，以保持负载电压仍为三相平衡的额定电压；并联MMC可以等效为一个受控电流源，类似于并联型有源电力滤波器，主要用于抑制各种非线性、冲击性、不平衡负载引起的谐波、无功和负序电流使电网电流仍能保持与电网基波正序电压同相的正弦波。

一种采用所述***的电网电能质量控制方法，包括：

步骤1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析串联MMC、并联MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，得到abc静止坐标系下的MMC模型，利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的MMC模型即微分方程矩阵模型；

由式(1)和式(9)可得：

abc静止坐标系下的MMC模型：

微分方程矩阵模型：

其中，i_d是三相MMC网侧电流的d轴分量，i_q是三相MMC网侧电流的q轴分量，d_d是三相MMC各相等效输出调制比的d轴分量，d_q是三相MMC各相等效输出调制比的q轴分量，u_sd是三相MMC的网侧电压d轴分量，u_sq是三相MMC的网侧电压q轴分量，ω为电网基波角频率；

Park变换矩阵为

步骤2、采用小信号分析的方法，将dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型中的电气量u_sd、u_sq、u_c、d_d、d_q、i_d、i_q用小信号表示，获得dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；

在微分方程矩阵模型中，存在着变量d_du_c、d_qu_c的乘积，具有典型的非线性特性，需要对MMC的微分方程矩阵模型线性化。为得到MMC的线性化模型，采用小信号分析的方法。设定U_sd、U_sq、U_c、D_d、D_q、I_d、I_q为MMC的静态工作点，均为三相MMC的扰动量。

三相MMC的静态工作点满足静态关系：

利用上式的静态关系将微分方程矩阵模型进行化简，并将微分方程矩阵模型中的电气量用含小信号表达式改写，分别确定出串联MMC、并联MMC在dq旋转坐标系下的小信号模型即标准的线性模型；

串联MMC或并联MMC的小信号模型：

如图2所示，针对三相MMC的拓扑结构，利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析串联MMC、并联MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，得到abc静止坐标系下的MMC模型，利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的MMC模型即微分方程矩阵模型；再通过小信号分析方法，将dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型中的电气量用小信号表示，获得dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型。

步骤3、并联侧控制器利用并联MMC输出补偿电流和稳定直流侧电压；

所述步骤3包括：

步骤3-1、串联MMC、并联MMC所形成的基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中，并联侧控制策略采用双环控制，电压外环采用PI控制来维持直流侧电压，电流内环采用前馈解耦控制对并联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；

由于三相MMC的桥臂电感直接串联在各相桥臂内，由式(14)可知，MMC在dq坐标系下的小信号模型的电流d、q轴之间依然相互耦合，不利于控制，因此在进行电流环设计时，关键问题是解决电流的解耦控制。

近似认为子模块SM电容电压保持恒定，即因为电流控制属于内环控制，响应速度快。如用下标1表示并联MMC，可以将式(14)所得的三相MMC在dq旋转坐标系下的小信号模型进一步简化：

对于式(15)的小信号模型，采用前馈解耦控制来补偿式中的耦合项使得其最终输出能抵消耦合项的影响。

当电流调节采用PI调节时，则三相MMC输出电压的d、q轴分量的控制方程如下：

式中：分别为三相MMC输出电流的d、q轴分量的参考值；K_Ip、K_Ii分别为电流内环的比例增益和积分增益，s为拉普拉斯算子。将式(16)代入式(15)得：

显然，式(17)表明：基于前馈的解耦控制使三相MMC的电流内环d、q轴分量实现了解耦控制。

步骤3-2、将负载电流与基波正序有功电流的差值作为电流补偿量注入电网；

直流侧母线电压的参考值u_dcref与直流母线电压u_dc的差值经PI调节器后得到i_1dc。负载电流d轴分量i_Ld经低通滤波器LPF得到基波正序有功电流所对应的分量，将其反极性后与i_Ld相加后获得负载有功电流中除基波正序以外的其他电流分量，将其叠加到i_1dc上得到并联MMC网侧电流的d轴分量参考值i_1dref。

步骤3-3、电流内环控制过程中在负载电流发生畸变和不平衡时，基波正序电流分量采用PI调节器实现无静差控制，其它电流分量采用准PR调节器实现无静差控制。

负载电流i_L在发生畸变和不平衡时，例如负载为非线性且不平衡的情况，除包含基波正序电流外，还包含基波负序电流、谐波电流以及无功电流。通过同步旋转坐标变换，只有基波正序电流变换成直流量，其中d轴的直流分量即为基波正序有功电流所对应的分量，也就是与基波正序电压同相位的电流所对应的分量，q轴的直流分量为基波正序无功电流所对应的分量。基波负序分量转换为2次谐波分量，而k次正序电流变换为k-1次分量，k次负序电流变换为k+1次分量。为提高电能质量，UPQC拓扑结构中并联侧必须产生补偿电流，控制除基波正序有功电流以外的其他电流分量扩散至电网。由于直流分量采用PI调节器即可实现无静差控制，因此在dq旋转坐标系中，典型的PI调节器即可实现对基波正序分量较好的控制，PI调节器传递函数为：

式中，K_p1为比例增益，K_i为积分增益。

由于除基波正序电流外的其他电流分量在dq旋转坐标系中呈现为交流分量，因此PI调节器则无法实现其无静差控制。为解决此问题可采用常规比例谐振PR(ProportionalResonant)调节器，PR调节器传递函数为：

式中，K_p为比例增益，K_R为积分增益，ω₀为谐振频率。

由式(19)可知，常规PR调节器在ω₀处与非ω₀处的增益完全不同，前者趋于无穷大，后者却很小。所以，常规PR调节器可以实现特定频率的无静差控制，但也导致当电网频率波动时对电网频率的鲁棒性变差，满足不了控制的要求。

因此，本发明在常规PR调节器的基础上，提出了一种准PR调节器，在保持常规PR调节器高增益的同时也提高了***抗电网频率波动能力，准PR调节器传递函数为：

式中，ω_c为截止角频率。

由式(20)可见，ω_c在传递函数中影响调节器的增益和带宽，是准PR调节器设计的主要环节。设电网电压频率波动范围为±0.5Hz，经过计算可得出准PR调节器的带宽为ω_c/πHz，则ω_c/π＝1Hz，从而ω_c＝3Hz。

因此为实现UpQC拓扑结构中并联侧的补偿功能，在dq旋转坐标系中除采用PI调节器外，还应针对基波负序电流、k次谐波电流变换得到的2次谐波分量、k-1次及k+1次谐波分量进行准PR调节器控制。由于负载谐波电流大多为6k±1次，因此UPQC在进行补偿控制时可仅考虑6k±1次谐波。另外，由于6k±1次谐波进行dq变换后得到6k次谐波分量，所以相应的准PR调节器则应设置为6k次基波频率的准PR调节器，传递函数为：

此时为实现d、q轴之间的解耦，三相MMC输出电压的d、q轴分量的控制方程(16)变为：

整个并联侧控制框图如图4所示，其中，u_1cLaref、u_1cLbref、u_1cLcref分别为三相MMC的a、b、c相输出电压的参考值。i_Ld是负载电流d轴分量，LPF是低通滤波器，i_1dref是并联MMC网侧电流的d轴分量参考值，G_PI(s)是PI调节器的传递函数，G′_q-PR(s)是准PR调节器的传递函数，v_1d是并联MMC输出电压的d轴分量，u_dc是直流母线电压，u_dcref是直流母线电压u_dc的参考值，i_1dc是直流母线电压PI调节器的输出信号，u_1sd是并联MMC的网侧电压d轴分量，2是常量，PLL是锁相环，θ是电网电压相位角，ωL是耦合项系数，i_abc是并联MMC的网侧电流，T_abc/dq是Park变换矩阵，i_1qref(i_Lq)是并联MMC网侧电流的q轴分量参考值(负载电流q轴分量)，i_1q是并联MMC网侧电流的q轴分量，i_1d是并联MMC网侧电流的d轴分量，u_1sq是并联MMC的网侧电压q轴分量，v_1q是并联MMC输出电压的q轴分量，T_dq/abc是Park反变换矩阵，SVPWM是空间矢量调制算法，s_a是并联MMC的a相开关函数，s_b是并联MMC的b相开关函数，s_c是并联MMC的c相开关函数。

经锁相环PLL得到电网电压相位角θ，由并联MMC的网侧电流i_abc和θ根据Park变换矩阵T_abc/dq可获得并联MMC网侧电流的d轴分量i_1d和并联MMC网侧电流的q轴分量i_1q。

并联MMC网侧电流的q轴分量参考值i_1qref，即负载电流q轴分量i_Lq，与并联MMC网侧电流的q轴分量i_1q的差值经PI调节器和准PR调节器后，将其反极性与2倍的并联MMC的网侧电压q轴分量u_1sq相叠加并与耦合项ωLi_1d相减获得并联MMC输出电压的q轴分量v_1q。

i_1d与i_1dref的差值经PI调节器和准PR调节器后，将其反极性与2倍的并联MMC网侧电压d轴分量u_1sd相叠加并与耦合项ωLi_1q相减获得并联MMC输出电压的d轴分量v_1d。

v_1d、v_1q经Park反变换矩阵T_dq/abc后可得三相MMC的a、b、c相输出电压的参考值u_1cLaref、u_1cLbref、u_1cLcref，再经空间矢量调制算法SVPWM可获得三相MMC的a、b、c相开关函数s_a、s_b、s_c。

对UPQC拓扑结构而言，构成背靠背结构的串联MMC、并联MMC是共用直流电压的，因此，并联MMC需要为串联MMC提供有功支撑，维持直流侧电压的稳定。由于UPQC拓扑结构的串联MMC、并联MMC在正常运行时自身需要消耗一定的有功功率，从而对直流侧电压的稳定造成某种程度的影响，因此，为稳定直流侧电压，则需要补充串并联MMC本身消耗的有功功率。采用外环d轴定直流电压控制的方法，比较UPQC拓扑结构中直流母线电压u_dc及其参考值u_dcref，二者的差值通过PI调节器加到了内环电流的参考指令上，即d轴指令i_1dref，从而通过并联侧控制器来控制并联MMC吸收的有功电流，当输入功率等于串联MMC、并联MMC本身消耗的有功功率时，直流侧电压就会保持稳定。

步骤4、串联侧控制器利用串联MMC输出补偿电压。

基于MMC的UPQC拓扑结构中应向电网注入电源电压u与负载电压u_L之间的差值以保持负载电压为额定值。由于串联MMC中通过子模块级联，使得输出交流电压通过叠加逼近正弦波，级联数目越多，逼近正弦波效果越好，因此可以取消串联侧的滤波电容，在降低成本的同时也降低了***的控制复杂性。串联侧以输出补偿电压为目标，与并联侧相似仍采取双环控制的方案，其中电压外环采用PI控制获得电流内环的参考指令值，而电流内环可以建立起与并联侧电流内环同样的方程，然后对方程进行前馈解耦控制。当电网电压发生不平衡和畸变时，补偿电压除包含基波正序电压外，还包含谐波和不平衡分量。通过dq旋转坐标轴变换，基波负序电压变为2次谐波分量，而k次正序谐波电压变换为k-1次电压分量，k次负序谐波电压变换为k+1次电压分量。由于没有三相全桥拓扑中滤波电容参数的影响，在dq坐标系中，补偿电压中变换成直流分量的基波正序电压控制可采用PI调节器，如图5所示，图中的下标2表示串联MMC。为提高电网电能质量，在dq旋转坐标系中，基于MMC的UPQC拓扑结构串联侧除采用PI调节器外，还应通过相应频率的准PR调节器补偿谐波电压和不平衡电压。为降低控制的复杂性，串联侧的准PR调节器的设计参照并联侧，即只对6k±1谐波电压进行无静差控制，其传递函数表达式仍为式(21)所示。

由于基于MMC的UPQC拓扑结构的串、并联侧具有相似性，电流内环参考并联侧方法进行设计。在设计电流内环时，可近似认为子模块电容电压不变，即于是根据式(14)可得到MMC串联换流器在dq旋转坐标系下的小信号模型为

为使输出抵消耦合项的影响仍采用前馈解耦控制，方法同并联侧。

所述步骤4包括：

步骤4-1、串联MMC、并联MMC所形成的基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中，串联侧控制策略采用双环控制，电压外环采用PI控制获得电流内环的参考指令值，电流内环采用基于前馈解耦控制对串联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；

步骤4-2、将电网电压与负载电压参考值的差值作为电压补偿量注入电网；

电网电压的d轴分量u_d与负载电压的d轴分量参考值u_Ldref的差值经串联侧的变压器得到串联MMC的网侧电压d轴分量参考值u_2sdref；电网电压的q轴分量u_q与负载电压的q轴分量参考值u_Lqref的差值经串联侧的变压器得到串联MMC的网侧电压q轴分量参考值u_2sqref；

步骤4-3、电网电压发生畸变和不平衡时，电流内环的基波正序电压分量采用PI调节器实现无静差控制，其它电压分量采用准PR调节器实现无静差控制。

设串联侧的变压器变比为M，整个串联侧控制框图如图6所示，u_d是电网电压的d轴分量，u_q是电网电压的q轴分量，u_Ldref是负载电压的d轴分量参考值，u_Lqref是负载电压的q轴分量参考值，u_2sdref是串联MMC的网侧电压d轴分量参考值，u_2sqref是串联MMC的网侧电压q轴分量参考值，u_2sd是串联MMC的网侧电压d轴分量，u_2sq是串联MMC的网侧电压q轴分量，G_PI(s)是PI调节器的传递函数，G′_q-PR(s)是准PR调节器的传递函数，u_2d是串联MMC的电流内环PI调节器的d轴分量输出信号，v_2d是串联MMC输出电压的d轴分量，2是常量，PLL是锁相环，θ是电网电压相位角，T_abc/dq是Park变换矩阵，ωL是耦合项系数，i_2d是串联MMC网侧电流的d轴分量，i_2q是串联MMC网侧电流的q轴分量，i_2dref是串联MMC的电流内环d轴分量参考值，i_2qref是串联MMC的电流内环q轴分量参考值，u_2q是串联MMC的电流内环PI调节器的q轴分量输出信号，v_2q是串联MMC输出电压的q轴分量，T_dq/abc是Park反变换矩阵，u_2cLaref是串联MMC的a相输出电压参考值，u_2cLbref是串联MMC的b相输出电压参考值，u_2cLcref是串联MMC的c相输出电压参考值，SVPWM是空间矢量调制算法，s_a是串联MMC的a相开关函数，s_b是串联MMC的b相开关函数，s_c是串联MMC的c相开关函数。

经锁相环PLL得到电网电压相位角θ，由串联MMC的网侧电流i_abc和θ根据Park变换矩阵T_abc/dq可获得串联MMC网侧电流的d轴分量i_2d和并联MMC网侧电流的q轴分量i_2q。

将u_2sdref与串联MMC的网侧电压d轴分量u_2sd相减后经PI调节器和准PR调节器获得串联MMC网侧电流的d轴分量参考值i_2dref，i_2dref与串联MMC网侧电流的d轴分量i_2d的差值经PI调节器获得u_2d，将u_2d反极性后与2倍的串联MMC的网侧电压d轴分量u_2sd相叠加并与耦合项ωLi_2q相减后获得串联MMC输出电压的d轴分量v_2d。

将u_2sqref与串联MMC的网侧电压q轴分量u_2sq相减后经PI调节器和准PR调节器获得串联MMC网侧电流的q轴分量参考值i_2qref，i_2qref与串联MMC网侧电流的q轴分量i_2q的差值经PI调节器获得u_2q，将u_2q反极性后与2倍的串联MMC的网侧电压q轴分量u_2sq相叠加并与耦合项ωLi_2d相减后获得串联MMC输出电压的q轴分量v_2q。

v_2d、v_2q经Park反变换矩阵T_dq/abc后可得三相MMC的a、b、c相输出电压的参考值u_2cLaref、u_2cLbref、u_2cLcref，再经空间矢量调制算法SVPWM可获得三相MMC的a、b、c相开关函数s_a、s_b、s_c。

集成于基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构的控制器DSP控制该拓扑结构，可以针对电网电压畸变、不平衡电网电压、谐波、无功功率、不平衡负载的情况进行补偿，优化了电网电能质量。

结合现有的实验条件设计并搭建了一台小功率、低电压等级的小型MMC-UPQC实验样机，并在样机上对本发明***及方法进行了验证。

电网谐波电压实验如图7所示，实验中模拟的电网电压是由三相动力电经三相交流调压器后获得，负载为阻性负载，其中的图7(a)为电网电压发生畸变时a相波形，其中含有16.21％的5次谐波，7.41％的7次谐波，THD为17.82％，图7(b)图为经过基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中串联MMC进行检测并补偿后的a相负载电压实验波形，此时负载电压THD降为3.69％，补偿效果显著。因此，经过基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构的补偿，负载电压可以呈现较好的正弦波形。

谐波与无功功率综合补偿实验如图8所示，谐波源采用三相整流桥带阻感负载，其中R＝1.7Ω、L＝10mH。由图8(a)可以看出，补偿前电网电流产生了较严重的畸变，含有较多的谐波成分，另外其相位滞后于电网电压，功率因数较低，由图8(b)可以看出，通过基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构补偿后的电网电流具有较好的正弦波形，且与电网电压相位基本相同，功率因数明显提高，因此验证了***具有良好的谐波及无功功率综合补偿能力。

图9是电网电压发生不平衡、负载为三相平衡电阻时的实验波形图。从图9(a)可以看出，此时c相电压为额定电压的70％，而从图9(b)可以看出，通过基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中串联MMC的补偿，使负载侧电压仍能够获得平衡的电压，较好地解决了来自电网侧的电能质量问题。

图10是***三相负载为非线性及不平衡时的实验波形图。图10(a)为负载电流波形图，图10(b)为通过基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中并联MMC进行补偿后电网电流波形图，图10(c)为通过基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构补偿后电网的a相电压与电流波形图，从图10(a)可以看出，负载电流中含有较多的谐波成分且不平衡。从图10(b)和图10(c)可以看出，在基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中并联MMC进行补偿后，电网电流具有较好的正弦波形，且与电网电压相位基本相同，功率因数明显提高，较好地解决了来自负载侧的电能质量问题。

本发明提供的一种基于电网的统一电能质量控制***及方法，针对中压和高功率场合，利用多电平技术提出了一种基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，并建立了MMC的小信号模型，在小信号模型的基础上提出了对基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构的串、并联侧的控制策略，最后以样机为实验平台对提出的策略进行了相应的实验验证。实验结果表明，在***畸变和不平衡条件下，提出的串、并联侧控制策略可以使基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构较好地实现补偿功能，全面地提高***的电能质量。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。

Claims (1)

1.一种电网电能质量控制方法，采用一种基于统一电能质量调节器的电网电能质量控制***，该***包括：串联于电网和负载之间的模块化多电平换流器即串联MMC；与负载并联的模块化多电平换流器即并联MMC；控制电路：根据电网侧电压、电流信号和负载侧电压、电流信号，分别通过串联MMC和并联MMC补偿控制电网侧引起的电压质量问题和负载侧引起的电流质量问题；串联MMC、并联MMC共用直流环节，形成基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构，串联MMC、并联MMC分别通过变压器连接至电网侧和负载侧，控制电路包括串联侧控制器、并联侧控制器，分别连接串联MMC、并联MMC；

该方法包括：

步骤1、利用基尔霍夫电压定律、电流定律分析串联MMC、并联MMC的各相上下桥臂与直流侧组成的回路，得到abc静止坐标系下的MMC模型，利用Park变换矩阵将abc静止坐标系下的模型进行变换，得到dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型；

步骤3、并联侧控制器利用并联MMC输出补偿电流和稳定直流侧电压；

所述步骤3包括：

步骤3-1、串联MMC、并联MMC所形成的基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中，并联侧控制策略采用双环控制，电压外环采用PI控制来维持直流侧电压，电流内环采用前馈解耦控制对并联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；

步骤4、串联侧控制器利用串联MMC输出补偿电压；

所述步骤4包括：

步骤4-1、串联MMC、并联MMC所形成的基于MMC的统一电能质量调节器UPQC拓扑结构中，串联侧控制策略采用双环控制，电压外环采用PI控制获得电流内环的参考指令值，电流内环采用前馈解耦控制对串联MMC网侧电流的d轴分量、q轴分量进行解耦控制；

步骤4-2、将电网电压与负载电压参考值的差值作为电压补偿量注入电网；

其特征在于，该方法还包括：

步骤2、采用小信号分析的方法，将dq旋转坐标系下的微分方程矩阵模型中的电气量用小信号表示，获得MMC在dq旋转坐标系下的串联MMC、并联MMC的小信号模型；

所述步骤3还包括：

步骤3-2、将负载电流与基波正序有功电流的差值作为电流补偿量注入电网；

步骤3-3、电流内环控制过程中在负载电流发生畸变和不平衡时，基波正序电流分量采用PI调节器实现无静差控制，其它电流分量采用准PR调节器实现无静差控制；

所述步骤4还包括：

步骤4-3、在电网电压发生畸变和不平衡时，电流内环的基波正序电压分量采用PI调节器实现无静差控制，其它电压分量采用准PR调节器实现无静差控制。