CN106413099A

CN106413099A - 全双工协作中继网络的最优功率分配方法

Info

Publication number: CN106413099A
Application number: CN201610827925.2A
Authority: CN
Inventors: 刘毅; 许笑微; 杨臣; 吴炯; 张海林
Original assignee: Xidian University
Current assignee: Xidian University
Priority date: 2016-09-18
Filing date: 2016-09-18
Publication date: 2017-02-15
Anticipated expiration: 2036-09-18
Also published as: CN106413099B

Abstract

本发明公开一种全双工协作中继网络的最优功率分配方法，主要解决现有技术在全双工协作中继网络中忽略直达链路进行资源分配所造成实际应用场景受限和可靠性低的问题。其技术方案是：1)利用最小均方误差估计信道参数；2)依据各信道参数得到中继节点和目的节点的接收信号；3)依据接收信号确定信干噪比；4)建立容量与信干噪比的关系；5)通过容量与信干噪比的关系，建立最大化信干噪比的目标函数；6)根据最大化最小值理论，构造只与中继功率相关的新目标函数；7)利用新目标函数对中继功率求导，得到中继节点和源节点的最优功率。本发明可用于传输距离大小不同的网络中，在资源受限的条件下提升资源利用率和***性能。

Description

全双工协作中继网络的最优功率分配方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及最优功率分配方法，可用于全双工协作中继网络。

背景技术

中继是通过对数据信号的接收和转发，来扩大网络传输的距离。最开始研究的中继网络是在半双工模式下，可传统的半双工中继协作通信***利用正交的时隙发送和接收信号，极大浪费了无线频谱资源，而全双工中继协作通信以其信道容量倍增且提升频谱资源利用率得到了学术界的广泛关注。然而全双工中继***存在固有的问题就是自干扰，由于自干扰的功率和中继的功率成正比，所以研究一个合理的功率分配方案有利于提升***性能。

在协作通信***中，由于协作分集技术要求节点之间传输信息的同时能够辅助其它节点传输信息，必然会产生额外的带宽、时隙和功率等资源的消耗，因此与无协作通信相比，协作通信更需要对各用户的功率和带宽采取合理地优化分配，才能保证以较低的复杂度和较高的资源利用率去获得良好的***性能。

在资源需求日益紧张的今天，对资源分配问题的研究一直在继续。目前的资源分配主要针对于功率的分配问题，如果***资源有限，则怎样合理地进行功率分配，更好地有助于提升***性能就成为研究的重点。在中继***中源节点和中继节点采用平均功率分配的方法，比较容易实现，但是由于存在***信道质量和时变性的影响，应用这种方法并不能充分地利用***资源和减少***开销，因此需要研究最优的功率分配方法。

目前协作通信***的功率分配方法已经进行了很多方面的研究，大多数是在三节点两跳的***中，同时忽略直达链路的影响或直接将直达链路作为干扰进行分析，选择中继在译码转发协议下或在放大转发协议下建立模型，研究的出发点一般包括:***的容量、***误码率、中断概率、计算复杂度和***开销等，其分配方式包括：

l)发射端功率采用单独功率分配，这种方式是通过发射端将全部发射功率都分配给源节点，仅适用于小型短距离网络，无法扩大网络传输距离。

2)发射端功率采用等功率分配，这种方式是通过等功率分配可以很简单得到一定信道状态下的***容量，但不能有效利用功率资源。

3)发射端功率采用最优功率分配，这种方式是通过最小化中断概率，最大化信道容量或最小化误码率出发考虑功率分配，该分配方式相对前两者所说能够有效利用功率资源，但由于该方式是在单一功率受限或总功率受限情况下同时忽略直达链路的最优分配方式，而未考虑单功率和总功率联合的情况以及不同大小的网络中直达链路对***影响下的最优方法，因而导致应用场景受限，不能满足在不同大小的实际网络中对于资源最优分配提升网络性能的需求。

发明内容

本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种全双工协作中继网络的最优功率分配方法，以在单功率和总功率联合受限下针对不同大小的全双工协作中继网络进行最优功率分配，提升通信的服务质量和吞吐量，以及协作通信***的可靠性。

为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：

(1)采用最小均方误差信道估计方法，分别估计源节点到中继节点的信道参数h_SR、中继节点到目的节点的信道参数h_RD、源节点到目的节点的信道参数h_SD和中继节点环路信道参数h_RR；

(2)源节点对发送信号进行调制，将调制后的信号x(i)发送给中继节点和目的节点，中继节点获得接收信号g(i)，目的节点获得接收信号d(i)；

(3)中继节点对总的接收信号r(i)进行解调后再重新编码，并将编码后的信号t(i)发送给目的节点，目的节点获得最终的接收信号：

y(i)＝d(i)+h_RDt(i)+n_D(i)，

其中，n_D(i)为目的节点的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_D ²的复高斯分布；

(4)建立最大化***信道容量与***信干噪比的关系式：

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max，

其中，C为***信道容量，B为***带宽，P_s为源节点的发射功率，P_r为中继节点的发射功率，P_t为***的总功率上限值，P_max＝wP_t为单功率上限值，w为控制单功率最大限制范围的系数，0＜w＜1，0＜P_s+P_r≤P_t为***总功率受限的约束条件，0＜P_s≤P_max为源节点功率受限的约束条件，0＜P_r≤P_max为中继节点功率受限的约束条件；γ为***信干噪比，其取值根据所使用的网络确定：

在直达链路作为干扰信号的网络中γ＝min{γ_SR,γ_RD}，为中继节点对源节点的信干噪比，为目的节点对中继节点的信干噪比，其中，k_sr为源节点到中继节点的信道增益、k_rd为中继节点到目的节点的信道增益、k_sd为源节点到目的节点的信道增益和k_rr为中继节点环路信道增益；

在直达链路作为有用信号的网络中γ＝min{γ_SR,γ_SD+γ_RD}，为中继节点对源节点的信干噪比，γ_SD＝k_sdP_s为目的节点对源节点的信干噪比，γ_RD＝k_rdP_r为目的节点对中继节点的信干噪比；

(5)在功率受限条件下，根据最大化***信道容量与***信干噪比的关系，建立最大化信干噪比的目标函数：

5a)对于γ＝min{γ_SR,γ_RD}的***信干噪比，根据最大化最小值理论，得到只与中继节点功率P_r相关的新目标函数：

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max，

5b)对于γ＝min{γ_SR,γ_SD+γ_RD}的***信干噪比，根据最大化最小值理论，得到只与中继节点功率P_r相关的新目标函数：

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max；

(6)用(5)中得到的新目标函数γ对中继节点功率P_r求导，得到中继节点功率P_r的最优值，再根据最大化最小值理论建立的源节点功率P_s与中继节点功率P_r的关系，得到源节点功率P_s的最优值。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明由于根据直达链路作为干扰信号和有用信号的两种情况，对其进行最优功率分配，相比于现有技术可以灵活地应用于网络传输距离大小不同的实际场景。

第二，在资源有限的情况下，本发明考虑了联合单功率和总功率受限条件下的最优功率分配，相比于只考虑单功率受限或总功率受限的场景，提高了有限资源的利用率。

第三，相比于半双工协作中继网络，中继节点在正交时隙分别接收和发送信号，本发明针对全双工协作中继网络，中继节点在同一时隙接收和发送信号，可以实现更高频谱效率，提升协作***的整体性能。

第四，本发明协作网络中的中继节点采用解码转发策略，相比于放大转发策略，减少了***中噪声的传播，提升***的可靠性。

附图说明

图1为本发明的实现流程图；

图2为本发明中使用直达链路作为干扰信号的***框图；

图3为本发明中使用直达链路作为有用信号的***框图；

图4为对本发明用直达链路作为干扰信号***的信道容量仿真图；

图5为对本发明用直达链路作为有用信号***的信道容量仿真图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明实施方式作进一步详细描述。

参照图2，在本全双工协作中继网络中，源节点和目的节点工作在半双工模式且都设有一根天线，中继节点使用全双工模式同时接收和发送信号，并设有两根天线。源节点对发射信号进行调制，然后在每一时隙向中继节点和目的节点发送信号；中继节点采用解码转发DF方式对接收到的信号进行解码，然后再编码转发；目的节点采用最大比合并的方式接收直达链路和通过中继链路转发的信号，由于源节点和目的节点的传输距离远，受到路径损耗和阴影衰落的影响，直达链路传输的信号作为干扰信号。

参照图3，在本全双工协作中继网络中，源节点和目的节点工作在半双工模式且都设有一根天线，中继节点使用全双工模式同时接收和发送信号，并设有两根天线。源节点对发射信号进行调制，然后在每一时隙向中继节点和目的节点发送信号；中继节点采用解码转发DF方式对接收到的信号进行解码，然后再编码转发；目的节点采用最大比合并的方式接收直达链路和通过中继链路转发的信号，由于源节点和目的节点的传输距离不远，信号的强度足够在目的端获得协作分集，直达链路传输的信号作为有用信号。

参照图1，本发明基于图2和3的网络***，实现最优功率分配的方法包括如下：

步骤1，***初始化：

源节点、中继节点和目的节点利用已知的发送信号序列，通过最小均方误差信道估计方法，估计出各个信道的冲击响应特性，包括源节点到中继节点的信道参数h_SR，中继节点到目的节点的信道参数h_RD，源节点到目的节点的信道参数h_SD，中继节点环路信道参数h_RR。

步骤2，源节点向中继节点和目的节点发送信号。

源节点对发射信号进行调制，同时向中继节点和目的节点发射信号x(i)，调制方式可采用QPSK方式或BPSK方式或QAM方式，中继节点在i时隙接收源节点发送的信号为：g(i)＝h_SRx(i)，目的节点在i时隙接收源节点发送的信号为：d(i)＝h_SDx(i+τ)，源节点的发射功率为P_r＝E[|t(i)|²]；

其中，i为整数，即i＞0，τ为直达链路和中继链路之间的相对延时，E为数学期望。

步骤3，中继节点的接收信号和转发信号。

3a)中继节点在i时隙接收源节点发送的信号g(i)，同时接收中继节点自身转发的信号f(i)，获得接收信号r(i)为：r(i)＝g(i)+f(i)+n_R(i)，其中n_R(i)为中继节点接收端i时隙的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_R ²的复高斯分布；

3b)中继节点采用解码转发策略，对接收信号r(i)进行解码，将解码的信号再重新编码，得到编码信号为：t(i)＝r(i-1)，并将其转发给目的节点，中继节点的发射功率为P_r＝E[|t(i)|²]。

步骤4,目的节点接收信号。

目的节点采用最大比合并的方式接收来自源节点的信号d(i)和中继节点发送的信号h_RDt(i)，其获得最终的接收信号表达式为：

y(i)＝d(i)+h_RDt(i)+n_D(i)；

其中，n_D(i)为目的节点接收端i时隙的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_D ²的复高斯分布；d(i)为目的节点接收的源节点信号，根据传输距离大小不同的网络，其分为以下两种情况：

第一种情况是在源节点和目的节点传输距离较大的网络中，由于路径损耗和阴影衰落的影响，使得信号强度衰减，对目的节点解调造成干扰，所以直达链路被视为干扰信号，即d(i)为目的节点接收的干扰信号；

第二种情况是在源节点和目的节点传输距离不大的网络中，直达链路传输的信号强度对目的节点解调有帮助，可以实现协作分集，所以直达链路被视为有用信号，即d(i)为目的节点接收的有用信号。

步骤5，根据所使用的网络确定信干噪比。

5a)在直达链路作为干扰信号的网络中，中继节点对源节点的信干噪比为目的节点对中继节点的信干噪比为***信干噪比为γ＝min{γ_SR,γ_RD}，其中，k_sr为源节点到中继节点的信道增益、k_rd为中继节点到目的节点的信道增益、k_sd为源节点到目的节点的信道增益和k_rr为中继节点环路信道增益；

5b)在直达链路作为有用信号的网络中，中继节点对源节点的信干噪比为目的节点对源节点的信干噪比为γ_SD＝k_sdP_s，目的节点对中继节点的信干噪比为γ_RD＝k_rdP_r，***信干噪比为γ＝min{γ_SR,γ_SD+γ_RD}。

步骤6，根据***信干噪比γ，建立***信道容量与***信干噪比的关系式如下：

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max，

其中，C为***信道容量，B为***带宽，P_t为***的总功率上限值，P_max＝wP_t为单功率上限值，w为控制单功率最大限制范围的系数，0＜w＜1，0＜P_s+P_r≤P_t为***总功率受限的约束条件，0＜P_s≤P_max为源节点功率受限的约束条件，0＜P_r≤P_max为中继节点功率受限的约束条件。

步骤7，根据***信道容量和信干噪比的关系式，建立基于最大化信干噪比的目标函数。

本步骤的具体实现是将最大化容量问题转变成最大化信干噪比的问题，针对不同的传输网络，建立基于最大化信干噪比的目标函数：

7a)在直达链路作为干扰信号的网络中γ＝min{γ_SR,γ_RD}，根据最大化最小值理论，当γ_SR＝γ_RD时，***信干噪比实现最大化，即γ＝γ_SR；

7b)在直达链路作为有用信号的网络中γ＝min{γ_SR,γ_SD+γ_RD}，根据最大化最小值理论，当γ_SR＝γ_SD+γ_RD时，***信干噪比实现最大化，即γ＝γ_SR；

7c)最终得到目标函数如下：

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max。

步骤8，建立只与中继节点功率P_r相关的基于最大化信干噪比的新目标函数。

8a)在直达链路作为干扰信号的网络中，建立只与中继节点功率P_r相关的基于最大化信干噪比的新目标函数：

8a1)根据γ_SR＝γ_RD，得到源节点功率与中继节点功率的关系式：k_srk_sdP_s ²+k_srP_s＝k_rrk_rdP_r ²+k_rdP_r；

8a2)根据源节点功率与中继节点功率的关系式，得到用中继节点功率表示的源节点功率形式

8a3)将8a2)得到的P_s关系式代入代入步骤7的目标函数中，得到只与中继节点功率P_r相关的基于最大化信干噪比的新目标函数：

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max，

8b)在直达链路作为有用信号的网络中，建立只与中继节点功率P_r相关的基于最大化信干噪比的新目标函数：

8b1)根据γ_SR＝γ_SD+γ_RD，得到源节点功率与中继节点功率的关系：k_srP_s-k_sdP_s＝k_rrk_rdP_r ²+k_rdP_r+k_sdk_rrP_sP_r；

8b2)根据源节点功率与中继节点功率的关系式，得到用中继节点功率表示的源节点功率形式

8b3)将8b2)得到的P_s关系式代入步骤7的目标函数中，构造只与中继节点功率P_r相关的基于最大化信干噪比的新目标函数：

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max。

步骤9，获取中继节点和源节点的最优功率。

9a)在直达链路视为干扰信号或有用信号的全双工中继网络中，将新目标函数对P_r在(0,∞)求导，得到***信干噪比随着中继节点的发射功率P_r的增大而单调递增的特性；

9b)根据9a)中***信干噪比的特性，中继节点的发射功率选取满足功率约束条件的最大值，即中继节点功率P_r的最优值。

9c)将P_r的最优值代入步骤8a2)和8b2)的源节点功率与中继节点功率的关系式中，得到源节点功率P_s的最优值。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明：

(1)仿真条件

调制方式都采用QPSK，设各节点之间的信道均服从均值为0、方差为1的准静态瑞利分布。***带宽为B＝4kHz，噪声功率为N₀＝0dBw，各信道增益分别为k_sr＝8dB，k_rd＝12dB，k_sd＝0dB，k_rr＝4dB，总功率上限值P_t＝0:1:10dBw，控制单功率最大限制范围的系数w＝0.55，其中k_sr为源节点到中继节点的信道增益、k_rd为中继节点到目的节点的信道增益、k_sd为源节点到目的节点的信道增益和k_rr为中继节点环路信道增益。

(2)仿真的内容和结果

仿真1：用本发明方法和现有的平均功率分配方法、穷举搜索方法分别在直达链路作为干扰信号的全双工协作中继网络进行仿真，结果如图4。

从图4可以看出，本发明方法的信道容量曲线与穷举搜索方法完全重合，验证了本发明最优分配方法的准确性和有效性；在总功率上限一致的条件下，本发明方法得到的信道容量大于平均功率分配方法得到的信道容量，说明本发明方法明显优于平均功率分配方法。

仿真2：用本发明方法和现有的平均功率分配方法、穷举搜索方法分别在直达链路作为有用信号的全双工协作中继网络进行仿真，结果如图5。

从图5可以看出，本发明方法的信道容量曲线与穷举搜索方法完全重合，验证了本发明最优分配方法的准确性和有效性；在总功率上限一致的条件下，本发明方法得到的信道容量大于平均功率分配方法得到的信道容量，说明本发明方法明显优于平均功率分配方法。

对比图4和5可以看出，本发明方法应用在直达链路作为有用信号的网络中获得的性能明显优于应用在直达链路作为干扰信号的网络中。

Claims

1.一种全双工协作中继网络的最优功率分配方法，包括:

y(i)＝d(i)+h_RDt(i)+n_D(i)，

(4)建立最大化***信道容量与***信干噪比的关系式：

\begin{matrix} \underset{(P_{s}, P_{r})}{m a x} & C = {Blog}_{2} (1 + γ) \end{matrix}

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max，

\begin{matrix} \underset{(P_{s}, P_{r})}{m a x} & γ = \frac{- k_{s r} + \sqrt{{k_{s r}}^{2} + 4 k_{s r} k_{s d} (k_{r r} k_{r d} {P_{r}}^{2} + k_{r d} P_{r})}}{2 k_{s d} (k_{r r} P_{r} + 1)} \end{matrix}

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max，

\begin{matrix} \underset{(P_{s}, P_{r})}{m a x} & γ = \frac{k_{s r} k_{r d} P_{r}}{k_{s r} - k_{s d} - k_{s d} k_{r r} P_{r}} \end{matrix}

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max；

2.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(2)中中继节点获得的接收信号g(i)，是将在i时隙源节点发送的信号x(i)与源节点到中继节点的信道参数h_SR相乘，即g(i)＝h_SRx(i)。

3.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(2)中目的节点获得的接收信号d(i)，是将在i+τ时隙的源节点发送信号x(i+τ)与源节点到目的节点的信道参数h_SD相乘，即d(i)＝h_SDx(i+τ)，其中τ为直达链路和中继链路之间的相对延时。

4.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(3)中中继节点获得的总接收信号r(i)，是将接收的源节点发送信号g(i)、接收的自干扰信号f(i)以及高斯噪声n_R(i)三者相加，即r(i)＝g(i)+f(i)+n_R(i)，其中，f(i)为自干扰信号，即f(i)＝h_RRt(i)，t(i)为中继节点的转发信号，n_R(i)为中继节点接收端的高斯噪声，服从均值为0，方差为σ_R ²的复高斯分布。

5.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(3)中的转发信号t(i)，其与在i-1时隙中继节点的总接收信号相等，即t(i)＝r(i-1)。

6.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(5a)中根据最大化最小值理论得到只与中继节点功率P_r相关的新目标函数按如下步骤进行：

(5a1)根据当γ＝min{γ_SR,γ_SD+γ_RD}时，***信干噪比最大，即γ＝γ_SR的特性，建立源节点与中继节点功率的关系式：k_srk_sdP_s ²+k_srP_s＝k_rrk_rdP_r ²+k_rdP_r；

(5a2)将所有的源节点功率P_s都用中继节点功率P_r替换代入γ＝γ_SR，得到只与中继节点功率P_r相关的新目标函数：

\begin{matrix} \underset{(P_{s}, P_{r})}{m a x} & γ = \frac{- k_{s r} + \sqrt{{k_{s r}}^{2} + 4 k_{s r} k_{s d} (k_{r r} k_{r d} {P_{r}}^{2} + k_{r d} P_{r})}}{2 k_{s d} (k_{r r} P_{r} + 1)} \end{matrix}

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max。

7.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(5b)中根据最大化最小值理论得到只与中继节点功率P_r相关的新目标函数按如下步骤进行：

(5b1)根据当γ_SR＝γ_SD+γ_RD时，***信干噪比最大，即γ＝γ_SR的特性，建立源节点功率与中继节点功率的关系式：k_srP_s-k_sdP_s＝k_rrk_rdP_r ²+k_rdP_r+k_sdk_rrP_sP_r；

(5b2)将所有的源节点功率P_s都用中继节点功率P_r替换代入γ＝γ_SR，得到只与中继节点功率P_r相关的新目标函数：

\begin{matrix} \underset{(P_{s}, P_{r})}{m a x} & γ = \frac{k_{s r} k_{r d} P_{r}}{k_{s r} - k_{s d} - k_{s d} k_{r r} P_{r}} \end{matrix}

s.t.0＜P_s+P_r≤P_t

0＜P_s≤P_max，0＜P_r≤P_max。