CN1063890C - 用于解调下行链路码分多址信号的方法和*** - Google Patents

Abstract

CDMA下行链路信号的解调是通过所接收信号与已知符号序列的滤波相关实现的。与常规RAKE接收机不同，滤波不必用系数等于信道抽头估量(105)的共轭的FIR滤波器(102)。本发明的滤波器是以这样的方式使输出信噪比最大，即考虑到了来自于与信号相同的基站的噪声的部分为与信号相同的信道彩色化的事实。这是通过用更通用的滤波器，例如ⅡR滤波器(202)或FIR滤波器(402)，替代RAKE FIR(102)复合滤波器实现的。

Description

用于解调下行链路码分多址信号的方法和***

背景技术

本发明总体上讲是涉及无线电话通信***中的码分多址(CDMA)通信技术，更具体地讲是涉及CDMA信号的解调。

从第二次世界大战以来，CDMA和扩展频谱通信已被广泛采用。早期应用主要是军事用途。但是，目前在商业应用中，人们已增加了对采用扩展频谱***的关注，这包括数字蜂窝式无线电通信网络、陆上移动无线电通信网络及室内和室外个人通信网络。

在美国及世界其它地区，蜂窝式电话工业已在商业管理方面取得了显著进展。在大城市区域的增长已超出预期规模，并且正在超越***容量。如果这种趋势继续发展，快速增长的影响将很快蔓延至甚至最小的市场。因此需要新的技术解决方案来满足这些增长的容量需求，同时维持高质量的服务并避免价格上升。

从全世界来看，蜂窝式***的一个重要进展是从模拟传输至数字传输的转变。同样重要的还有对用于实现下一代蜂窝式通信技术的有效数字传输方式的选择。另外，人们普遍认为，采用便于携带并可在家、办公室、大街上、车内等场合中用于收发呼叫的低造价的袖珍型无绳电话的第一代个人通信网络(PCN)，将由采用下一代数字蜂窝式***基础结构的蜂窝式载波构成。在这些***中所需的关键技术特性是增大业务容量。

近来，信道联接采用频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)方法实现。在FDMA中，通信信道是信号传输功率集中的单射频频带。***容量受到有效频率以及信道重复使用的局限性的限制。在TDMA***中，信道是由同频率的周期性时间间隔序列中的一个时隙构成的。***容量受到有效时隙以及信道重复使用的局限性的限制。

采用FDMA或TDMA或混合FDMA/TDMA***，其目的是保证两个潜在的干扰信号不在相同时间占用相同频率。相反，码分多址(CDMA)方法容许信号在时间和频率两方面相重叠。因此，所有CDMA信号享用相同频谱。在频率或时间方面，多址信号发生相互重叠。

CDMA通信技术有许多优点。由于宽频带CDMA***具有的特性，诸如改善的编码增益/调制密度、声音激活选通、分区及相同频谱在每一网孔中的重复使用，以CDMA为基础的蜂窝式***的容量范围可达到现有的模拟技术之容量范围的二十倍。由高比特率译码器实现的声音的CDMA传输保证了优异且真实的音质。CDMA还提供了可变的数据速率，因而容许提供许多不同的话音质量等级。CDMA的加密(scrambled)信号格式完全消除了串音，并使得窃听和跟踪呼叫非常困难和高代价，从而为呼叫者更好地保密，并更好地免除了发射时间的故障。

在“传统的”直接序列CDMA***中，要传输的信息数据流被加至公称为符号序列的更高速率数据流上，从而产生所传输的序列。信息数据流和高比特速率符号序列流是通过将这两个比特流有效地相乘而复合的，这里假设两比特流的二进制由+1或-1表示。信息数据流可由M进制复合符号值构成，而不是二进制值+1或-1。高比特率信号与低比特速率数据流的这种复合被称为对信息数据流信号进行编码或扩展。每一信息数据流或信道被赋予一单一的符号序列。

通常，符号序列数据是二进制的，从而产生称作“时间片(chips)”的比特流。用于产生这种符号序列的一种途径是采用伪噪声(PN)方法，此方法呈随机形式，但可由许可的接收者重复。对于符号序列的周期来说，一般是占用一个数据符号周期，以便每一数据符号由相同Nc-时间片符号序列扩展。通常，这个符号序列可由实数和虚数表示，以对应于在载频(I信道)上或载频的90°相移模式(Q信道)上发送的时间片值。另外，符号序列可以是两个序列的复合，其中的一个序列为Walsh-Hadamard码字。

数据符号一般是二进制的。因此符号序列或其倒置的传输表示一比特信息。通常，为采用符号序列S(n)发送信息符号b，应发送

t(n)=bs(n)    (1)接收机将所接收的信号与已知的符号序列相关联而产生一个用于检测b的检测统计量。对于二进制信息符号来说，当得到大的正相关结果时，将检测到“0”；当得到大的负相关结果时，将检测到“1”。

多个编码信息信号(例如)通过相移键控(PSK)调制射频载波，并在接收机上作为一个复合信号被共同地接收。每一扩展信号在频率及时间两方面均与所有其它的扩展信号和噪音相关信号相重叠。如果接收机被许可，此复合信号随后要与单一符号序列中的一个关联，并且相应信息信号可被隔离和解码。

在上述例子中，数据符号b直接调制符号序列S(n)，这通常称为相干调制。数据符号可以是二进制数(+1或-1)、四进制数(+1、+j、-1、-j)或通常为M进制数，即取M个可能值的任一个。这容许log，(M)信息比特由一个信息符号b表示。在另一传统的CDMA调制方式中，信息包含于b从一个符号变为下一符号的过程中，这被称作差分相干调制。在这种情况下，真实的信息通常由b(t)b(t-Ts)给出，其中*表示复数共轭，t为时间标志，Ts为信息符号周期。在另一种传统的CDMA调制方式中，此方式有时被称为非相干调制，M进制的信息符号是通过发送M个不同符号序列之一来传输的。

被称为“增强CDMA”的另一种CDMA技术也容许每一传输序列表示多于一比特的信息。一组码字，通常为正交码字或双正交码字，用于将一组信息比特编码成长得多的码序列或码符号。符号序列用于在传输前对二进制码序列进行加密。这可通过两个二进制序列的模2加法实现。在接收机中，已知的加密掩码被用于对所接收的信号解密，此信号此后要与所有可能的码字相关联。带最大相关值的码字表示最可能被发送的码字，它表示最可能被发送的信息比特。一种常规的正交码为Walsh-Hadamard(WH)码。增强CDMA可被视为非相干调制的一种特殊情况。

在传统的和增强的CDMA***中，上述的“信息比特”或信息符号也可以是编码的比特或符号，其中所用的编码为分组码或卷积码。一个或多个信息比特可形成一数据符号。另外，符号序列或加密掩码可远比单码序列长，在这种情况下，符号序列或加密掩码的一子序列加至码序列。

在许多无线通信***中，所接收的信号包括两个分量：I(同相)分量和Q(正交)分量。这是因为：所传输的信号具有两个分量，和/或交错(intervening)信道或相干载波基准缺乏导致所传输的信号分成I和Q分量。在常规的采用数字信号处理的接收机中，所接收的I和Q分量信号是按每Tc秒取样并被存储的，这里Tc为时间片的持续期。

在移动通信***中，基站和移动站之间传输的信号通常遭受由于例如来自于大建筑物或附近山脉的信号反射引起的回波畸变或时间扩散。当信号不是沿一条而是沿多条路径传至接收机时，便发生多路扩散，这样接收机会接收到具有不同的且随机变化的延迟和幅度的许多回波。因此，当CDMA***中存在多路时间扩散时，接收机会接收到所传输的符号的多种变化形式的复合信号，这些变化形式已沿不同路径(称为“射线”)传输，而这些路径通常具有小于一个符号周期的相对时间延迟。每一可区分的射线(路径)相对于第一射线的到达时间具有特定的到达时间kTc秒。如果t(n)表示所传输的时间片样值，r(n)表示所接收的时间片样值，其中n为离散的时间标志，那么多路时间扩散可表示为： $r\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{\mathrm{Nr}-1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(k\right)(n-k)-----\left(2\right)$ 其中Nr为由多路扩散引起的射线数。

作为多路时间扩散的结果，相关器输出几个较小的尖峰信号而不是一个大尖峰信号。为检测所传输的符号(并复原数据比特)，所接收的尖峰信号按某种方式复合。通常，这是由瑞克(RAKE)接收机实现的，之所以如此取名是因为这种接收机采用加权和将所有多路分量“搜集”在一起。

RAKE接收机采用分集合并形式从各个接收信号路径即各信号射线上收集信号能量。分集提供了冗余通信信道，以便当某些信道衰落时，通信仍能在未衰落的信道上进行。相干CDMA、RAKE接收机通过用关联方法单个地检测回波信号并以代数方式(按相同符号)将这些信号叠加来阻止衰落。

在一种RAKE接收机中，符号序列与在不同时间延迟条件下接收的信号的相关值通过一抽头延迟线。存储在延迟线中的值被加权并随后累加而形成复合器输出。当最早到达的射线相关处于抽头延迟线的一端，而最晚到达的射线相关处于抽头延迟线的另一端时，加权和被选择为给出一特定信息符号周期的复合信号值。这是对复合FIR滤波器的输出进行有效取样，其系数为被称为RAKE抽头系数的加权。通常仅使用滤波值的实数部分。另外，在某些应用中，实际上仅计算所选择的滤波器输出。

图1中示出了一种常规的RAKE接收机的方框图，此接收机采用后相关器对不同射线进行相干复合。所接收的无线电信号被混频下降至基带并被取样，例如可通过在RF接收机100中将此信号与余弦和正弦波形混合并对其滤波，从而产生I和Q时间片样值。这些时间片样值在相关器101中与已知的符号序列相关联。相关值随后由有限脉冲响应(FIR)滤波器102滤波，此滤波器采用与信道抽头系数相应的复合加权将相关值复合在一起。有时仅需要加权值的实数部分。例如，如果采用二进制相干调制，那么所选值的实数部分的符号将指示所发送的是“+1”或者“-1”。在此适当的时间，根据符号时序信息，FIR滤波器输出为选择器103所选择，选择器103的输出供给阈值处理器104，后者使用所选值确定信息符号。信道跟踪单元105用于为FIR滤波器102估算信道抽头系数。

按数学方式可设r(n)=I(n)+jQ(n)为所接收的时间片样值，其中I(n)为I分量样值，Q(n)为Q分量样值，n为样值标记(离散的时间标志)。相关器使这些数据与已知的符号序列S(n)相关联而产生 $x\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Nc}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}\left(n\right)r(n+k)---\left(3\right)$ 其中上标表示复数共轭，只有在符号序列为复数时它才是需要的。

RAKE复合器则是一FIR滤波器，它对相关进行滤波，从而为所传输的符号b产生一检测统计量z。 $z=\underset{k=0}{\overset{\mathrm{Nr}-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{*}\left(k\right)x\left(k\right)----\left(4\right)$ 其中滤波器系数a(K)选为信道抽头系数：

a(K)=c(K)    (5)

实际上，这将是信道抽头系数估量。在二进制调制情况下，仅采用z的实数部分。

通常，RAKE接收机具有有限数量的抽头，从而容许它处理有限数量的射线。抽头不必相互邻位设置(例如，若c(0)、c(2)和c(5)为非零，这些射线可由一个三抽头接收机处理)。不过，在描述RAKE工作原理时，为方便起见假设抽头位置是邻接的。不邻接抽头情形是邻接抽头情形的一种特例，其中某些交错抽头具有的RAKE抽头系数为零。例如，收集射线K=0、2和5的3抽头RAKE是收集射线K=0-5的6抽头RAKE的一种特殊情况，但其中对应于射线K=1、K=3和K=4具有零RAKE抽头系数。

由等式(5)给出的RAKE抽头系数值是基于这种假设：扩展频谱信号是在有白噪声的情况下接收的。白噪声给出互不相关的噪声样值(时间片样值)。

在许多***中，诸如蜂窝式***，接收机要受到来自于包括发射所要求的信号的发射机在内的多个发射机的干扰。另外，来自于环境的噪声也会影响接收机性能。因此，一般情况下，在接收机中存在两个噪声源：a)前信道噪声，例如由同一发射机产生的干扰信号；和b)后信道噪声，包括热噪声和来自于其它发射机的干扰。发射机中的前信道噪声和接收机中的后信道噪声一般可按白噪声处理。

首先考虑前信道噪声。在大多数无线CDMA应用中，诸如蜂窝式通信，采用了卫星网络，其中移动站与被称为基站的中央机构通信。在也被称为正向通路的下行链路中，基站通过同时发射全部信号而与移动站通信。因此，在一特定的移动接收机中，来自于基站的所要求的信号和干扰信号通过同一信道。假设在发射机中干扰可定型为白噪声，那么这种干扰会被信道彩色化而在接收机中产生彩色噪声。因此，接收机噪声的部分是彩色化的。在蜂窝式***中，这一部分代表了全部噪声的大部分。

常规的RAKE滤波器是按假设的白噪声设计的，并且当噪声彩色化时它不能很好地工作。因此，常规的RAKE滤波器对于移动接收机来说不是最佳解决方法。所以，在无线通信***中，对于移动单元而言，需要一个更好的下行链路接收机。

发明概述

根据本发明能克服常规***的这些和其它缺点及困难。本发明的示范性实施例在彩色噪声存在的情况下检测CDMA信号。这是通过用更普通的滤波器例如IIR或FIR滤波器替代RAKEFIR复合滤波器实现的。另外，这种普通滤波器设有对于CDMA下行链路情况而言最佳的抽头位置和抽头系数。这些滤波器参数可定为某些通信链路参数的函数。或者，这些滤波器参数可采用自适应滤波趋近法直接确定，从而免除了对直接估计链路参数的需要。按此方式改善的接收机特性容许CDMA***提供更好的质量和/或增大容量。

附图的简要描述

通过结合附图阅读以下详细说明，可以更方便地理解本发明的前述和其它目的、特征和优点，在附图中：

图1示出常规的RAKE接收机；

图2是根据本发明的一个示范性实施例的包括IIR滤波器的接收机的方框图；

图3是根据本发明的另一示范性实施例的包括IIR滤波器的接收机方框图；

图4是根据本发明的另一示范性实施例的包括FIR滤波器的接收机方框图；

图5是显示对应于两射线信道的不同抽头位置的滤波器信噪比损失的曲线图；

图6(a)示出施加至常规RAKE接收机的抽头上的相关器输出；

图6(b)示出施加至改进的RAKE接收机的抽头上的相关器输出；

图7是在具有相同网孔干扰情况下，两抽头信道的RAKE和改进RAKE滤波器损耗曲线；

图8是在不具有相同网孔干扰情况下，衰落信道中的接收滤波器特性曲线；

图9是在具有相同网孔干扰情况下，衰落信道中的接收滤波器特性曲线；

图10是根据本发明的再一示范性实施例的包括自适应FIR滤波器的接收机方框图。

详细描述

根据本发明的示范性实施例，在下行链路直接序列CDMA接收机中，随在相关过程之后的滤波程序是如此优化的，即使所检测的信息符号与所传输的信息符号相同的可能性最大。换言之，错误地检测所传输的信息的可能性最小。这种优化是根据使检测统计量的信噪比(SNR)最大的原则，同时考虑到前信道(pre-channel)噪声由与信号信道相同的信道彩色化之因素。

根据本发明的一个示范性实施例，RAKE FIR复合滤波器由一个无限冲击响应(IIR)滤波器取代，后者具有传递函数H(z)。取SNR为最大，则此IIR滤波器的H(z)由下式给出： $H\left(z\right)=K\frac{C^{*}\left(z^{-1}\right)}{C^{*}\left(z^{-1}\right)C\left(z\right)X+N}----\left(6\right)$ 其中

C(z)=c(0)+c(1)z^-1+c(2)z^-2+…        (7a)

C^*(z^-1)=c^*(0)+c^*(1)z¹+c^*(2)z²+…    (7b)

X为前信道噪声功率，N为后信道噪声功率，K为任意比例系数。故C(z)为信道系数C(k)的z变换。

此IIR滤波器具有正向滤波器部分A(z)和反向滤波器部分B(z)，这样H(z)=A(z)/B(z)。由等式(6)可以看出，这些部分可由下列等式给出：

A(z)=C^*(z^-1)           (8a)

B(z)=C^*(z^-1)C(z)X+N    (8b)实际上，C(k)以及X和N可以估算。另外，X和N还可由相关值取代，例如由X/(N+X)和N/(N+X)取代。IIR滤波器系数a(K)和b(K)与其z变换的关系由下式给出： $A\left(z\right)\underset{k}{\mathrm{\Σ}}a\left(k\right)z^{-k},B\left(z\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}b\left(k\right)z^{-k}-----\left(8c\right)$ 这里假设IIR滤波器输出y(n)与其输入x(n)的关系满足下式： $\underset{\text{k}}{\mathrm{\Σ}}b\left(k\right)y(n-k)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}a\left(k\right)x(n-k)----\left(8d\right)$ 此IIR滤波器可以多种方式实现，诸如在(例如)由A.V.Oppenheim和R.W.Schafer所著的“数字信号处理”一书(Englewood Cliffs，NJ:Prentice-Hall 1975)中所讨论的。

注意：如果没有前信道噪声(即X=0)，那么此滤波器就会象RAKE复合滤波器那样工作，因为B(z)为常数，而A(z)=C(0)+C(1)z+…。在另一种极端情况下，当N=0时，有些项消除，因此A(z)为常数，而B(z)=C(z)。这有效地使信道复原，故可被视为一简单的线性均衡量。因此，采用本发明给出这样一种滤波特性，即提供了这两个极端之间的连续性。

该方法可延伸用于将来自于不同基站的信道的模式作用。实质上，项C^*(z^-1)C(z)X由一些项之和取代，这些项的每一个对应于各干扰基站模式化。该方法还可延伸用于多个基站发射相同信息序列的情况，这样做能提供宏分集或提供软越区切换。通常，对于每一基站均有C(z)和X，这里记为C_b(z)和X_b。此时等式(6)的表示将变为： $\left(z\right)=K\frac{C_{\mathrm{eff}}*(z-1)}{N+\underset{b}{\mathrm{\Σ}}{C}_b^{*}\left(z^{-1}\right)C_b\left(z\right)X_b}$ 其中C_cff(z)为信号访问的有效信道，它由与发射所要求的信号的基站对应的C_b(z)值的和给出。在分母中，和可包括不发射所要求的信号的基站，但这些基站产生了显著的干扰量。

图2示出根据这个示范性实施例的接收机的方框图。所接收的无线电信号被混频降到基带并被取样，例如，这是通过在RF接收机200中使信号与余弦和正弦波形相混合并对其滤波实现的，由此产生复合时间片样值。本领域的技术人员将能理解，对于这里公开的全部示范性实施例而言，输入的无线电信号可以按常规的笛卡尔(cartesian)方式数字化，或者按对数-极座标方式处理，这可参照引入本申请中作为参考的美国专利No.5048059，此专利名称为“对数-极座标带符号信息处理”(Log-Polar SignedProcessing)”，专利权人为Paul W.Dent。复合时间片样值可按对数-极座标方式处理或转换成常规的I和Q值。

这些时间片样值在相关器201中与已知的符号序列相关联。相关值随后由IIR滤波器202滤波。在此适宜的时刻，根据符号时序信息，IIR滤波器输出由选择器203选择，选择器203将所选的输出供给判定器204，后者采用IIR滤波器输出确定哪一信息符号是被检测的。系数计算单元205用于确定IIR滤波器202中所用的抽头系数。这包括信道抽头和噪声功率或相关量的估算。

本领域的技术人员将容易理解，对于这里公开的全部示范性实施例而言，相关器可采取多种形式。例如，采用来自于系数计算机的反馈(图中未示出)，相关器可被限制于仅计算那些为随后的滤波过程所需的相关以及为自适应地确定信道抽头位置和强度(有时称为搜索抽头)所需的相关。另一种可能性是，相关器由一组M倍乘法器构成，后者倍增所接收的具有各种的符号序列延迟模式的信号。每一乘法器跟随有一定形式的积分器，后者有效地累加所接收的时间片样值与符号序列时间片样值的积。积分器输出被周期性地复设为零。这便在每一符号周期内给出M个相关值。所有形式均可工作于符号序列远长于信息符号周期的情况下，此时有效的Nc时间片符号序列是较长序列的子序列。最后，为减轻符号间干扰(ISI)，使数据仅与符号序列的部分相关是有利的。例如，如果仅存在两个相邻信道抽头且符号序列为S(0)…S(Nc-1)，那么ISI可通过与S(1)…S(Nc-2)相关而避免。

另外，本领域的技术人员将容易理解，对于这里公开的全部示范性实施例而言，判定器的形式将取决于所使用的调制方式。对于传统的CDMA和M进制相干调制方式，判定器确定检测统计量最接近哪个可能的信息符号，假设是等概率(equi-likely)信息符号。例如，对于二进制相干调制方式，检测统计量的实数部分的符号表示+1或者-1是否已被发送。对于M进制差分相干调制方式，可能有两种检测方法。在第一种称为相干解调的方法中，每一检测统计量被解调，就如同M进制相干调制那样。然后所解调的结果与事先解调的结果相比较来确定信息符号。在第二种称为差分检测的方法中，检测统计量与在先的检测统计量的共轭相乘，所得结果用于确定它最接近于哪个差分符号。

对于非相干调制方式，例如增强CDMA，则设有相关器、滤波器和对应于每种可能的发送序列的选择器件。因此，判定器会被提供M个检测统计量，每一个对应各可能的传送序列。在某些情况下，最大的统计量会指示哪个序列被检测及检测的信息比特。例如，具有最大的正实数部分的检测统计量会指示哪个序列被检测。对于采用公共加密掩码和Walsh-Hadamard码字的增强CDMA的特殊情况，相关器可进一步简化。首先，取样数据用公共加密掩码进行解密。然后进行快速Walsh变换，以有效方式并行地给出全部M个相关。这个过程是对应于要由后面的滤波程序使用的数据的每次移位进行的。M个相关流中的每一个要分离地被滤波和选择。

根据所用的调制方式，本发明的全部示范性实施例均可采取这些不同形式。仅为描绘方便，以下实施例的讨论将集中于M进制相干调制情形。

图2的接收机的自适应形式也可被采用。自适应算法可用于估算和跟踪a(K)和b(K)，而不是由等式8(a)和8(b)确定滤波器系数。可采用自适应IIR滤波器的多种自适应算法中的任一种，例如可参见S.Haykin著“自适应滤波器理论”一书第二版(Englewood Cliffs,NJ:Prentice-Hall,1991)。

图3示出一种示范性接收机的方框图，该接收机装有一自适应IIR滤波器。所接收的无线电信号被混频降到基带并被取样，例如这可通过在RF接收机300中使此信号与余弦和正弦波形混合并对其进行滤波实现，从而产生复合时间片样值。这些时间片样值在相关器301中与已知的符号序列相关联。相关值随后由自适应IIR滤波器302滤波。在此适当时间，根据符号时序信息，选择器303选择滤波器输出(检测统计量)，以便由判定器304检测，此判定器采用所选值确定哪一信息符号被检测。差分单元305拾取判定器304和选择器303的输出之间的差，形成误差信号。来自于差分单元305的误差信号以及来自于方框301的相关信号输入至自适应滤波器修正计算机306，此计算机自适应地修正IIR滤波器系数。

根据本发明的另一示范性实施例，设有一个FIR后相关器滤波器(FIR post-correlator filter)，它就最小平方而言近似于用于CDMA下行链路接收机的最佳IIR滤波器。这种形式在此称作改进的RAKE滤波器，但本发明的改进的RAKE滤波器与传统的RAKE滤波器之间至少有两点不同：1)改进的RAKE滤波器抽头不必设置于RAKE滤波器抽头应处的位置(即信号射线呈现的位置)；和2)用于加权相关值的改进的RAKE滤波器抽头系数是以与RAKE滤波器系数很不相同的方法计算的。这些特征将在下面详述。

如上所指出的，改进RAKE滤波器与常规RAKE滤波器之间的第一个不同点是其抽头不必按相同位置设置。正如前面所讨论的，为方便起见假设信道是由一组在离散时间到达邻接射线0-Nr-1组成的。通常，改进RAKE滤波器将抽头置于时间k=kmin至k=kmax。因此，改进RAKE滤波器如此处理相关值： $z=\underset{k=k\min }{\overset{k\max }{\mathrm{\Σ}}}{a}^{*}\left(k\right)x\left(k\right)----\left(9\right)$ RAKE滤波器抽头位置可被视为kmin=-(Nr-1)和kmax=0时的特殊情况。实际上，抽头位置不必是邻接的。

改进RAKE滤波器与常规RAKE滤波器之间的第二个不同点是用于RAKE抽头系数的值。常规RAKE滤波器采用信道抽头的估算值作为RAKE抽头系数，如等式(5)所给出的。当象在CDMA下行链路中的情况那样存在前信道噪声时，这些***不是最佳的。

对于CDMA下行链路而言，最佳抽头位置和系数可从下述文章中得到：G.E.Bottomley，“从CDMA下行链路使RAKE接收机最佳化”，第43届IEEE移动通信技术会议(Secaucus,NJ,1993年5月18-20)论文集742-745页，此文在此引作参考。对于特定kmax值(即抽头位置)，它们由下式给出：a_mod RAKE=[X CSS^HC^H+N S′S′^H]^-1 CSs               (10)其中

s=[s(-kmax-(Nr-1)…s(Nr-1)…s(-kmin)…s(-kmin+Nc-1]^T(11d)a_mod RAKE=[a(kmax)…a(kmin)]^T                       (11e)并且X为前信道噪声(自身基站的干扰)功率，N为后信道噪声(其它基站的干扰和热噪声)功率，C为具有Nt排和Nt+Nr-1列的矩阵，S为具有Nt+Nr-1行和Nt+Nr+Nc-2列的矩阵，S′为具有Nt行和Nt+Nc-1列的矩阵，Nt为改进RAKE抽头数(Nt=kmax-kmin+1)。应注意，根据对kmin和kmax的选择，在S矢量中的一些值可能是零，因为非零值仅是s(0)至s(Nc-1)。

对于一组特定的抽头位置，信噪比的最大优化指数由下式给出：SNR(kmax)=s^HS^HC^H.[X CSS^HC^H+NS′S′^H]^-1CSs    (12)因此，可在[-(Nr-1)，(Nr-1)]范围内考虑不同的kmax值并找出使SNR为最大的一个。对于此kmax值，抽头系数则由等式(10)确定。

矩阵C包含信道抽头值。实际上，这些值是信道抽头值的估算值。X和N值则分别为前信道和后信道噪声功率的估算值。另外，矩阵S和S′包含符号序列组元s(0)、s(1)…s(Nc-1)。通常，这个序列由实数(±1值)构成，这样共轭便无作用了。

再者，这个方法可延伸用于使来自不同基站的信道模式作用。实质上，X CSS^HC^H项由这类项的和替代，这类项的每一个对应一个要被模式化的干扰基站。另外，此方法可延伸用于多个基站发射相同信息序列的情况，以提供宏分集或提供软切换。在这些情况下，对应每一基站的C矩阵和X记为C_b和X_b。等式(10)则变为： $a_{\mathrm{mod}\mathrm{RAKE}}=[N{S}^{\text{'}}{S}^{H\text{'}}+\underset{b}{\mathrm{\Σ}}{X}_b{C}_b{\mathrm{SS}}^H{C}_b^H{]}^{-1}{C}_{\mathrm{eff}}\mathrm{Ss}$ 其中C_eff为与发射所要求的信号的基站相应的C_b值的和。在矩阵逆项中，和可能包括不发射所要求的信号的基站，但这些基站产生了显著的干扰量。

矢量a可采用另一种计算方式。伪噪声序列通常用作符号序列。它们具有这样的统计特性：与无漂移的相关比较，具有时移序列模式的序列的相关是小的。无±1序列的漂移的相关给出Nc值，这里Nc为序列长度。结果，下列近似取值方式是有效的：SS^H=Nc I                                         (13a)S′S′^H=Nc I                                     (13b)CSs=NcS b                                        (13c)其中b=[c(-kmax)…c(-kmin)]^T，                        (13d)S为信号功率，当k＜0或k＞Nr-1时C(k)被定为零。将等式(13a)-(13d)代入等式(10)和(12)中可给出以下简化的表达式： $a\left(k\max \right)=[\frac{X}{S}{\mathrm{CC}}^H+\frac{N}{S}T{]}^{-1}b---\left(13e\right)$ $\mathrm{SNR}\left(k\max \right)=\mathrm{Nc}{b}^H[\frac{X}{S}{\mathrm{CC}}^H+\frac{N}{S}T{]}^{-1}b---\left(13f\right)$

实际上，X/S和N/S项可由一组相关项替代。这一组相关项可为X/(N+X)和N((N+X)，即分别由前信道噪声和后信道噪声引起的总噪声的部分。从以上讨论可以看出，改进RAKE滤波器抽头系数将不同于RAKE滤波器抽头系数。即使抽头设在与RAKE滤波器抽头相同的位置，系数也将是不同的，因为X/S通常不是零。

图4示出根据上述原理的一种示范性接收机的方框图。所接收的无线电信号被混频降到基带并被取样，这可通过将此信号在RF接收机400中与余弦和正弦波形混合并进行滤波来实现。从而产生复合时间片样值。这些时间片样值在相关器401中与己知的符号序列相关联。相关值随后由FIR滤波器402滤波。在此适当时间，根据符号定时信息，选择器403将滤波后的输出供给判定器404，判定器404采用FIR滤波器输出确定哪一信息符号被检测。系数计算单元405用于按上述方式确定FIR滤波器402中采用的抽头系数。这包括信道抽头和噪声功率的估算量或相关量。

下面就双射线静态信道和多射线衰落信道对常规RAKE接收机和改进RAKE接收机的特性进行比较。

首先，就双射线静态信道比较常规RAKE滤波器和改进RAKE滤波器的输出SNR。这些SNR采用匹配滤波器SNR标准化，从而给出相对于匹配滤波器的损耗。假设对于常规RAKE滤波器和改进RAKE滤波器均至少可有Nr个滤波器抽头(即，Nt≥Nr)。并假设单位信道增益。

当仅有一个信道抽头为非零时，匹配滤波器、常规RAKE滤波器和改进RAKE滤波器具有相同的特性。另外，当其它网孔干扰占优势时(即X=0)，所有这三种滤波器是等同的。但是，当X为非零时，改进RAKE滤波器和常规RAKE滤波器会招致损耗。下面考虑相同网孔干扰占优势(x＞＞N，或X=0)的情形。

对于具有单位信道增益的双射线信道而言，常规RAKE滤波器和改进RAKE滤波器的损耗均可表示为｜c(0)｜²的函数。对于这种情况，具有恒定的kmax的2抽头改进RAKE滤波器的损耗示于图5中。2抽头改进RAKE滤波器的总损耗由三条曲线的最小值给出。注意：当｜c(0)｜²小于0.5时，这会导致kmax=-1的曲线(抽头在-1和-2处)，而当｜c(0)｜²大于0.5时会导致kmax=1的曲线(抽头在1和0处)。

相反，常规RAKE滤波器相应于从c(0)射线收集能量的在0处的RAKE抽头和从c(1)射线收集能量的在-1处的抽头采用kmax=0。在｜c(0)｜＞｜c(1)｜情况下，常规RAKE滤波器的这种特征示于图6(a)中。其中条线指示出作为时间函数的相关器输出，它表明最大射线(幅度为｜c(0)｜)在时间0处，第二大射线(幅度为｜c(1)｜)在时间1处。条线图正下方为方框图，它表明常规RAKE接收机是如何对这些相关进行滤波的，即，通过使时间0处的相关乘以c(0)并将其与时间1处的相关和c(1)的积相加。

但是，在改进RAKE滤波器中，一个抽头设置于最强射线呈现的地方，而第二抽头设置在与第二强射线呈现处相对的一侧。图6(b)示出这种工作原理的一个例子，它对应于与图6(a)相同的情况。应注意，此图中也示出了与图6(a)具有相同相关输出的相同条线图。并且，条线图下方的方框图表明改进RAKE接收机是如何对这些相关进行滤波的。但是，应注意，改进RAKE滤波器是将时间0处的相关乘以不必等于c^*(0)的a^*(0)并再将此积加至时间-1处的相关和a^*(1)的积。

通过检查逆信道响应能更好地理解在本发明的这个示范性实施例的改进RAKE接收机中的抽头位置设置原理。对于双抽头信道，信道响应由下式给出：

H(z)=h(0)+h(1)z^-1=c(0)+c(1)z^-1    (14)以稳定性作为选择逆变换的收敛区域(ROC)的标准，计算1/H(z)=G(z)的脉冲响应，可给出：注意：这假设对数据滤波的是g(k)而非g(k)。当c(0)为最大射线时，逆信道滤波器的抽头设在0、1、2…；当c(1)为最大射线时，逆信道滤波器的抽头设在-1、-2…，因为改进RAKE滤波器的复合部分是以最小二乘法近似于信道逆向滤波器，所以当c(0)为最大射线时带两个滤波器抽头的改进RAKE复合滤波器采用0和1的抽头位置，而当c(1)为最大射线时采用-1和-2的抽头位置，这是不足为奇的。这与努力寻求稳定的响应g(k)，即努力恢复信道是一致的。

在此例中，改进RAKE采用一个抽头从最强射线收集信号能量。且此改进RAKE采用第二抽头抵消干扰。通过将RAKE复合滤波器当作超前于相关滤波器可看出这一特征。例如，假设发射x(n)，而接收y(n)=c(0)×(n)+c(1)×(n-1)，其中｜c(0)｜＞｜c(1)｜。标准的多抽头复合滤波器形成：z(n)=c^*(0)y(n)+c^*(1)y(n+1)=G×(n)÷c^*(0)c(1)×(n-1)+c(0)c^*(1)×(n+1)，其中G=｜c(0)｜²+｜c(1)｜²为信道增益。假定为随机符号序列，在相关和判定之前，这会导致产生信号功率GS和干扰功率(G+2｜c(0)｜²｜c(1)｜²)X。较大的增益会赋予干扰X，因为RAKE相干地复合干扰并引生附加的时间片间(interchip)干扰项。

与之相比，多抽头改进RAKE形成：z(n)=(1/c(0))y(n)-(c(1)/c²(0))y(n-1)+…=x(n)+(c(1)/c(0))×(n-1)-(c(1)/c(0))×(n-1)-(c(1)/c²(0))×(n-2)÷…=x(n)可以看出时间片间作用消除了。再假定为随机符号序列，在相关器之前，这会给出信号功率S和干扰功率X，从而给出比采用常规RAKE更好的SNR。

正如前面所指出的，通过采用多个Nr个的抽头，改进RAKE滤波器可提供改善的特性，而这是RAKE滤波器不能提供的。图7中画出了对应于2和3个抽头的改进RAKE滤波器总损耗以及对应于多(即2或更多)抽头的RAKE损耗。当c(0)或c(1)为零时，仅有一个信道抽头，而且这两种滤波器与匹配滤波器是等同的。当｜c(0)｜=｜c(1)｜时，对于这两种滤波器而言损耗是最大的，且当两者采用两抽头时给出了相同损耗。换言之，改进RAKE滤波器提供了比RAKE滤波器更少的损耗。附加抽头对RAKE滤波器无益，但通过提供附加干扰抵消，明显为改进RAKE滤波器提供了改善的SNR。

下面就多射线衰落信道，对改进RAKE滤波器和RAKE滤波器进行比较，其中此信道具有单位平均信道增益和平均射线增益E{｜c(i)｜²}1/Nr(即等于平均能量射线)。这种比较可通过信道射线值c(i)的Monte-Carlo模拟实现，这样Re{c(i)和Im{c(i)}为零平均(zero mean)独立高斯(Gaussian)随机变量，其偏差为1/(2Nr)。这给予｜c(i)｜一个具有1/Nr的均方值的瑞利分布。在所传输的符号的持续时间内假设衰落程度是恒定的。对于改进RAKE滤波器和RAKE滤波器而言，SNR损耗是通过将SNR相对于匹配滤波器的SNR标准化来确定的。滤波器采用的抽头数Nt设定为等于信号射线数Nr。二进制相干调制特性以作为Eb/No或Eb/Xo的函数的比特差错率(BER)表示，这里Eb为每比特能量，No和Xo为相关带中的后信道和前信道噪声频谱密度。

首先，当仅存在后信道噪声(X/S=0，Xo=0)时，所有三种滤波器是等效的。图8中给出了对应不同射线的BER曲线。再者，图9示出了仅存在前信道噪声(N/S=0，No=0)时的结果。在这种情况下，信号和噪声一起衰减，以致于匹配滤波器的特性与射线数无关，这与具有单位信道增益的静态信道情形是等效的。

对于单射线信道，RAKE滤波器和改进RAKE滤波器与匹配滤波器是等效的。对于多于一个信道的情况来说，特性的变差随射线数而加剧。因此，对于给定的BER，为实现相同特性，RAKE滤波器和改进RAKE滤波器需要超量Eb/Xo(它可表示为超量SNR)。这可用于确定特性的降低。

对于1％BER和两射线情况，改进RAKE滤波器和RAKE滤波器的Eb/Xo损耗分别为0.6dB和1.3dB。对于四射线，损耗分别为0.9dB和1.2dB。因此，当N相对于X为小时，改进RAKE滤波器特性明显好于RAKE滤波器特性。通过增加抽头，可进一步改善改进型RAKE滤波器的特性，使损耗随意地趋近于0dB，这是RAKE滤波器不能实现的。

正如在IIR滤波器示范性实施例中那样，FIR滤波器实施例可以自适性形式实现。对于自适应FIR滤波器，可采用多种自适性算法中的任一种，这可参见例如S.Haykin著“自适应滤波器理论”第二版(Englewood Cliffs,NJ:Prentice-Hall,1991)。

图10示出采用自适应FIR滤波器的示范性接收机的方框图。所接收的无线电信号被混频降到基带并被取样，例如可通过在RF接收机1000中将此信号与余弦和正弦波形混合并进行滤波，从而产生复合时间片样值。这些时间片样值在相关器1001中与已知符号序列相关联。相关值随后由自适应FIR滤波器1002滤波。在此适当时间，根据符号定时信息，选择器1003将滤波输出供给判定器1004，此判定器采用FIR滤波器输出来确定哪一信息符号被检测。差分单元1005收取判定器1004和选择器1003的输出之间的差，形成误差信号。来自于差分单元1005的误差信号以及来自于方框1001的相关信号被送至自适应滤波器修正计算机1006，此计算机自适应地修正FIR滤波器系数。

虽然前述示范性实施例按一种顺序展示了信号处理过程，但本领域的普通技术人员将知道，处理步骤可重新排序，以致于相关步骤放在IIR或FIR滤波步骤之后而不是在其之前。另外，滤波器抽头系数的实数和虚数部分可限制于数值±1、±1/2、±1/4…和0，正如美国专利申请中所讨论的，此申请的序号为08/054028，名称为“量化相干Rake接收机”，申请日为1993年4月29日，其中公开的内容在此引作参考。另外，当抽头参数的实数或虚数部分为零时，则不需要进行相应的关联。在美国专利5237586中讨论了仅进行那些所需的关联的一种有效方法，此专利授予Gregory E.Bottomley，名称为“具有选择性射线组合的RAKE接收机”，此专利在此引作参考。最后，在这里公开的全部示范性实施例中，滤波和选择步骤可复合成每一信息符号周期内的一个单一滤波步骤。

本发明还可用于增强CDMA***中，在此***中编码用于将数据符号序列扩展成码符号序列。通常，一组可能已由某些其它码编码的数据符号被变换成几种可能的码符号之一种。每种码符号通常表示为一个被称作时间片的二进制值的序列。这些码符号随后由已知符号序列复用或加密。双正交和正交码，诸如Walsh-Hadamard码，通常用于形成码符号集。授予PaulW.Dent的美国专利5218619中给出了增强CDMA***的一个例子，此***也采用差式解调，该专利的名称为“CDMA差式解调”，在此也引作参考。

当一个以上的信道由接收机解调时，本发明也是适用的。多个信道可由共享的系数计算机或自适应滤波器修正计算机并行地解调。如果所接收的数据被缓冲，则采用差式解调形式顺利解调是可能的。如果有导频信号，它可由于改善信道估算、噪声功率估算以及系数计算。

从本发明的所有方面讲，上述示范性实施例都是出于描绘之意而非限制性的。因此，本领域的普通技术人员，从这里的描述中可得出本发明的实施细节的许多变化。所有这些变化和改进应视为在由权利要求所限定的本发明的范围和精神之内。

Claims (16)

1．在CDMA***下行链路中，多个基站发射至少一个要用于同一接收机的数据序列，接收机包括：

接收装置，用于接收复合信号并产生所接收的复合信号的复合样值；

相关装置，用于将所述复合样值与多个已知的序列相关联，并为每一已知序列产生多个相关值；

选择性滤波装置，用于根据符号时序信息，采用滤波系数对所述相关值进行滤波，以产生滤波值，每一值对应每一已知序列的每一符号周期；

比较装置，用于将所述滤波值相互比较，以确定要供此接收机用的传输数据序列；

判定装置，用于确定被检测的信息符号；和

计算装置，用于在考虑到彩色干扰的情况下计算所述选择性滤波装置的滤波系数，以便当所述滤波值相应于传输序列时使所述滤波值的信噪比最大。

2．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述计算装置根据信道抽头系数和噪声功率的估量来确定所述滤波系数。

3．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述计算装置采用自适应滤波器算法来确定所述滤波系数。

4．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述选择性滤波装置为无限冲击响应滤波器。

5．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述选择性滤波装置为有限冲击响应滤波器。

6．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述计算装置将所述滤波系数量化为有限数量的可能值。

7．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述相关装置仅使相应于非零滤波系数的样值相关联。

8．根据权利要求1的接收机，其特征在于还包括：

用于从复合信号中顺序消除检测的信号，以产生用于检测其它信号的剩余复合信号的装置。

9．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述选择性滤波装置包括：

滤波装置，用于采用滤波系数对所述相关值进行滤波，以在每一符号周期内产生多个滤波值；和

选择装置，用于根据符号定时信息选择滤波值，每一值对应一个符号周期。

10．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述的多个已知序列为一个正交码集。

11．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述的多个已知序列为一个双正交码集。

12．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述相关装置还包括：

解密装置，用于对所述复合样值解密，以产生解密值；和

快速Walsh变换装置，用于使所述解密值与可能的Walsh-Hadamard码字相关联。

13．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述选择性滤波装置包括：

滤波装置，用于采用滤波系数对所述相关值进行滤波，以在每个序列的每一符号周期内产生多个滤波值；和

选择装置，用于根据符号定时信息，选择滤波值，每一值对应每一序列的每一符号周期。

14．根据权利要求1的接收机，其特征在于所述计算装置根据多个基站的信道抽头系数的估量和噪声功率信息确定所述滤波系数。

15．一种用于接收CDMA信号的方法，包括以下步骤：

接收复合信号并产生所接收的复合信号的复合样值；

使所述样值与已知序列相关联并产生相关值；

根据符号时序信息，采用滤波系数选择性地对所述相关值滤波，以产生滤波值，每一值对应一符号周期；

将所述滤波值与可能的符号值相比较，确定要用于此接收机的传输数据序列；和

在考虑到彩色干扰的情况下计算所述选择性滤波装置的滤波系数，使所述滤波值的信噪比最大。

16．根据权利要求15的方法，还包括以下步骤：从复合信号中顺序消除检测的信号，以产生用于检测其它信号的剩余复合信号。

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