CN106385215A - 一种交流电机变开关频率pwm转矩脉动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于交流电机的变开关频率PWM转矩脉动控制方法，该***主要包括转矩脉动预测模块与开关周期更新模块。本发明以PWM转矩脉动峰值为控制对象，基于两电平电流纹波实时预测模型，建立了PWM转矩脉动预测算法。应用该预测算法，以PWM转矩脉动峰值为控制对象，改变两电平电压源逆变器开关频率。相对于固定开关频率PWM控制(CSFPWM)，变开关频率PWM控制(VSFPWM)可有效降低逆变器平均开关频率，从而减小开关损耗，同时可有效改善电机驱动***的EMI噪声。

Description

一种交流电机变开关频率PWM转矩脉动控制方法

技术领域

本发明属于电压源变开关频率领域，更具体地，涉及一种基于PWM转矩脉动实时预测模型的两电平电压源变开关频率。

背景技术

在现代交流电机驱动***中，转矩脉动是衡量整个***的重要参数，转矩脉动会给电机***带来振动、听觉等噪声，在许多应用场合，其直接关系到整个***的运行质量。

电机转矩脉动的产生主要来源于两个方面，其一，在电机设计过程中，电机转矩脉动直接和电机结构相关联，此部分转矩脉动主要和反电势基波频率及其谐波相关联；其二，由于逆变器并非理想的正弦电源，而是用一系列的PWM波通过数字的手段去模拟所需正弦电压波形，因而电机驱动装置势必给电机带来转矩脉动，这部分脉动主要和逆变器开关频率及其谐波相关联。针对于前者的来源产生，主要从改善电机结构的角度出发，来优化电机转矩脉动；后者的改善方法依赖于对PWM调制方法的优化。

当前针对于PWM转矩脉动已取得了很多成果，现有方法主要提出了一些模型预测电机控制算法，但是上述的模型预测电机控制算法相比于传统的电机矢量控制更加复杂。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种基于转矩脉动实时预测模型的交流电机变开关频率PWM转矩脉动方法，建立了两电平逆变器PWM转矩脉动实时预测模型，其目的在于基于PWM转矩脉动实时预测模型，以PWM转矩脉动峰值T_{ripple_max}作为控制对象，降低电机驱动***开关损耗并减小EMI噪声峰值。

PWM转矩脉动和电机绕组的PWM电流纹波有着直接关联。逆变器输出的电压波形为一系列PWM波，而电机反电势为连续正弦电压波形，两者的电压差值直接降落在了绕组电感上，由此产生了电流纹波。

然而电机的电磁转矩直接由绕组电流产生，因此PWM电流纹波将会对电机产生PWM转矩脉动。本发明明确了PWM电流纹波和PWM转矩脉动之间的关系，由此可有效预测PWM转矩脉动轨迹，从而对逆变器进行变开关频率控制，有效的减少了电机驱动***的开关损耗并降低了电机驱动***的EMI噪声峰值。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了PWM转矩脉动预测算法。PWM转矩脉动来源于三相实际电流纹波，本发明基于电流纹波通用预测模型，在单个载波周期内，给定三相占空比，对三相电流纹波进行预测。结合交流电机矢量控制方法，通过坐标变换，即可预测出PWM转矩脉动波形。

本发明还提供了基于PWM转矩脉动峰值要求的开关周期更新方法，在单个开关周期内，开关周期越长，转矩脉动限定值亦成正比增加，若确定PWM转矩脉动限定值T_{ripple_re}，则可根据实时预测PWM转矩脉动峰值T_{ripple_max}和固定开关频率T_sN，更新开关周期值

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

(1)该PWM转矩脉动预测模型针对于两电平任意相电压源逆变器拓扑，预测过程所需参数少，计算简单，实用性强。

(2)该VSFPWM交流电机控制算法，可将每个PWM转矩脉动峰值都控制在限定值(对应于CSFPWM控制的PWM转矩脉动限定值)，相比于传统的CSFPWM控制，VSFPWM转矩脉动峰值分布更加均匀。

(3)该变开关频率PWM(VSFPWM)相比于CSFPWM，开关频率在固定开关频率以下按照一定规律变化，能有效的降低交流电机驱动***平均开关频率，从而有效降低开关损耗；

(4)由于VSFPWM开关频率在一定范围变化，相应的其PWM转矩脉动谐波拥有更宽泛的频谱，从而该变开关频率PWM(VSFPWM)能明显的降低固定开关频率PWM(CSFPWM)转矩脉动频域峰值和EMI噪声峰值，改善电机驱动***性能。

附图说明

图1是按照本发明实现的交流电机驱动***等效结构示意图；

图2是按照本发明实现的两电平电压源逆变器的单相电流纹波预测电路模型示意图；

图3是按照本发明实现的单个开关周期内的PWM转矩脉动实时预测流程示意图；

图4是按照本发明实现的单个开关周期内的单相电流纹波预测示意图；

图5是按照本发明实现的变开关频率PWM转矩脉动控制实现框图；

图6是按照本发明实现的开关周期更新模块组成结构示意图；

图7是按照本发明实现的在母线电压120V、转速750rpm实验条件下PWM转矩脉动的效果比较示意图；

图8是按照本发明实现的在如图7的试验条件下的开关频率结果比较示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

针对变开关频率PWM在电机转矩脉动应用上的空白，本发明建立了两电平逆变器通用电流纹波实时预测模型，基于电流纹波与PWM转矩脉动之间的关系，在电机采用矢量控制的前提下，以PWM转矩脉动峰值T_ripple__max为控制对象，来降低逆变器开关损耗并减小EMI噪声峰值。

变开关频率PWM(VSFPWM)与固定开关频率PWM(CSFPWM)有着相同的PWM转矩脉动限定值。VSFPWM相比于CSFPWM，开关频率是在固定开关频率以下变化，有着更宽的频谱分布，EMI噪声峰值更低，并有效降低了开关损耗。

由此，本发明中率先提出了变开关频率在交流电机转矩脉动上的控制应用，有效降低了电机驱动***开关损耗与EMI噪声。

如图1所示，本发明针对上述的两电平电压电源逆变器，如图2所示，每相输出电压V_BK相对于直流母线中点共有两个电压状态(V_dc/2,-V_dc/2),其中V_dc为直流母线电压。

如图2所示的单相电流纹波预测电路模型中，单相电流纹波预测模型中，单个开关周期内，L为第K相电感，V_BK为第K相逆变器输出电压，包括(V_dc/2,-V_dc/2)，V_mK为平均输出电压，V_cm为n相逆变器输出电压引起的共模电压，V_l__cm为n相平均输出电压引起的共模电压。

其中，(d_K为第K相占空比)，V_{l_cm}＝d_cm×V_dc/2(对于SVPWM：对于SPWM：d_cm＝0)。通过以上模型，在单个周期内读入n相占空比(d₁,d₂,d₃......d_n),通过公式可计算出单个开关周期内各个时间段内纹波电流斜率同时可通过n相占空比计算各小段的对应时间。

通过以上计算方法，可以实时读入n相占空比，预测出该开关周期内电流纹波。具体预测流程如图3：

(1)读入三相电压调制信号采样值(da,db,dc)后，首先，进行载波比较；

(2)载波比较后的结果，对于三相PWM波共有6个边沿变化，所述整个载波周期内，将载波周期分成了7段；如图4所示，三相占空比给定，随之对应7电压作用时间

(3)通过计算每段作用在输出电感上的电压，便可将电流纹波斜率(di/dt)求得；

(4)由三相占空比和固定开关周期(T_sN)，可分别求出每段实际作用时间(ΔT)；

(5)计算出此载波周期内，电流纹波各转折点某个开关周期内某相电流纹波轨迹如图4所示；

(6)通过以上步骤，在单个开关周期内，各相电流纹波轨迹均可预测，再结合电机矢量控制的方法，在dq旋转坐标系下，电机转矩方程为其中P_n为电机极对数，ψ_f为转子磁链，L_d、L_q为定子dq轴电感，i_d、i_q为定子dq轴电流。转子磁链定向到d轴，控制d轴电流为0，则电机的转矩公式可写为以PWM转矩纹波为对象，将三相纹波电流经过ab-dq坐标变换求出q轴纹波电流i_{q_ripple}，则可预测出PWM转矩脉动为

其次，基于以上PWM转矩脉动实时预测模型，可以开始展开变开关频率PWM(VSFPWM)在交流电机驱动***中的应用。

控制器实现框图如图5所示，转矩脉动预测模块接收到采样信号则读入三相采样值(da,db,dc)，预测出PWM转矩脉动以PWM转矩脉动峰值T_{ripple_max}为控制对象，根据PWM转矩脉动峰值与开关周期成正比的关系，可对开关周期进行更新详细流程如图6所示，其中T_s为更新开关周期，T_sN为固定开关周期，T_{ripple_re}为固定开关周期下基波周期内PWM转矩脉动最大峰值(即PWM转矩脉动限定值)，T_{ripple_max}为固定开关周期下单个开关周期内预测出的PWM转矩脉动峰值。

该控制***包括PWM转矩脉动实时预测模块2与开关周期更新模块3，控制器1实时根据采样信号4完成三相电压调制信号的采样，PWM转矩脉动实时预测模块2实时计算周期内的三相PWM波控制信号的转矩脉动峰值，开关周期更新模块3依据由转矩脉动峰值计算出的开关周期更新三角载波周期，比较器6通过对调制波和所述更新的三角载波比较，提供逆变器门极信号，采样信号4控制完整的三角载波周期更新过程。

PWM转矩脉动实时预测模块2接收到采样信号4，立即读入各相占空比进行转矩脉动预测，预测输出值为开关周期更新模块3输入参数，根据PWM转矩脉动峰值要求，更新载波5频率，当一个完整的载波送入比较器6，立即发出采样信号4，进入下一次更新控制。

如图7所示，是按照本发明实现的VSFPWM与CSFPWM控制转矩脉动比较，相比于CSFPWM转矩脉动，VSFPWM转矩脉动分布更加均匀。在整个基波周期内，CSFPWM只能在少数时间点能达到转矩脉动限定值，而VSFPWM在每个开关周期内转矩脉动峰值基本等于限定值。

如图8所示是在实验条件下VSFPWM以及CSFPWM的开关频率的比较，CSFPWM对应于固定开关频率15.2KHz,在满足相同PWM转矩脉动限定值T_{ripple_re}的条件下，VSFPWM开关频率在12.6K和15.2K之间变化，平均开关周期降低，开关损耗则降低。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种交流电机的变开关频率PWM转矩脉动控制方法，其特征在于，该控制方法包括如下步骤：

(1)实时计算开关周期内的电流纹波；

(2)依据所述步骤(1)中获得的电流纹波求出PWM转矩脉动；

(3)依据所述步骤(2)中获得的转矩脉动对开关周期进行更新；

(4)重复所述步骤(1)～(3)由此实现所述开关频率的变化。

2.如权利要求1所述的交流电机的变开关频率PWM转矩控制方法，其特征在于，所述步骤(1)还包括如下子步骤：

(1-1)对三相电压调制信号进行采样，得到三相采样值da,db,dc，所述三相PWM波控制信号共有6个边沿变化，在所述整个载波周期内，将三相载波分成7段；

(1-2)计算每段作用在输出电感上的电压，获得电流纹波斜率di/dt；

(1-3)由三相占空比和固定开关周期T_sN，分别求出每段实际作用时间ΔT；

(1-4)计算出此载波周期内，电流纹波各转折点

3.如权利要求2所述的交流电机的变开关频率PWM转矩控制方法，其特征在于，所述步骤(2)包括如下子步骤：

由电机矢量控制，在dq旋转坐标系下，电机转矩方程为其中P_n为电机极对数，ψ_f为转子磁链，L_d、L_q为定子dq轴电感，i_d、i_q为定子dq轴电流；

转子磁链定向到d轴，控制d轴电流为0，则电机的转矩公式为

以PWM转矩纹波为对象，将三相纹波电流经过ab-dq坐标变换求出q轴纹波电流i_{q_ripple}，则可预测出PWM转矩脉动为

4.如权利要求3所述的交流电机的变开关频率PWM转矩脉动控制方法，其特征在于，所述步骤(3)包括如下步骤：

由所述步骤(3)中获得的转矩脉动峰值T_{ripple_max}，根据PWM转矩脉动峰值与开关周期成正比的关系，可对开关周期进行更新：

$T_s=T_{sN}\×\frac{T_{ripple\_re}}{T_{ripple\_max}},$

其中T_s为更新开关周期，T_sN为固定开关周期，T_{ripple_re}为固定开关周期下基波周期内PWM转矩脉动限定值，T_{ripple_max}为固定开关频率下单个开关周期内预测出的PWM转矩脉动峰值。

5.一种交流电机的变开关频率PWM转矩脉动控制***，其特征在于，该控制***包括PWM转矩脉动实时预测模块(2)与开关周期更新模块(3)，所述控制器(1)实时根据采样信号(4)完成三相调制电压信号的采样，所述PWM转矩脉动实时预测模块(2)实时计算开关周期内的所述三相PWM波控制信号的转矩脉动峰值，所述开关周期更新模块(3)依据由所述转矩脉动峰值计算出的开关周期更新三角载波周期，所述比较器(6)通过对调制波和所述更新的三角载波比较，提供逆变器门极信号，所述采样信号(4)控制完整的三角载波周期更新过程。