CN106329914A - 一种交错并联dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种交错并联DC-DC变换器，包括：包含第一电感的第一DC-DC变换器，包含第二电感的第二DC-DC变换器，第三电感，第一电容组，以及可充电电池，其中，所述第一电感和所述第二电感构成耦合电感，所述第三电感为单体电感，并且对耦合电感和单体电感的磁芯进行合适地配置。该交错并联DC-DC变换器能够以最节约的方式解决提高功率变换器的效率而引起的电感磁芯饱和特性下降的问题，设计灵活，易于实现。

Description

一种交错并联DC-DC变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力变换设备领域，具体涉及一种交错并联DC-DC变换器及其控制方法。

背景技术

在商用功率变换器设计中，如何平衡效率与成本一直是人们关注的重点，一方面是新材料与新器件的发展，如器件新工艺的发展、新的半导体材料与磁芯材料的发明等；另一方面是新拓扑技术与控制方法的发明。在DC-DC变换器方面，交错并联变换器由于其良好的效率与成本的平衡性，得到了业界的广泛应用，其通用电路图如图1所示，其包括并联的第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器。通过控制信号使两个并联支路交错运行，可以减小总的电压和电流纹波、减小电磁干扰。

交错并联变换器的低成本特性主要是通过LC滤波器的尺寸减小来实现的，为了最大化利用交错并联变换器的优点并易于控制，并联支路往往工作在不连续电流模式(DCM)，尽管总回路的纹波电流不大，但单个支路的电感纹波电流很大，大的电感纹波电流使得电感工作点磁通密度(magnetic fluxdensity)的幅值摆动很大，从而导致大的电感磁芯损耗，最终影响变换器整体效率的提升。为了降低电感的磁性损耗，通常可以采取两种方法：一是采用磁性损耗较小的磁芯材料；二是采用耦合电感，如图2所示，其中，第一DC-DC变换器中的电感La和第二DC-DC变换器中的电感Lb为耦合电感。由于耦合电感上总的磁通为各耦合线圈磁通之和，所以类似于总的纹波电流，电感总的磁通密度的幅值摆动变小从而降低电感磁芯损耗。

但是上述两种方法都会引入一个新的问题，就是电感磁芯饱和特性的下降，饱和特性的下降会导致限流保护设计困难，变换器带载能力的下降，严重的情况下甚至导致限流失败从而损坏变换器。

发明内容

因此，本发明的目的在于克服上述现有技术的缺陷，提供一种交错并联DC-DC变换器，其包括：

包含第一电感的第一DC-DC变换器，

包含第二电感的第二DC-DC变换器，

第三电感，

第一电容组，以及

可充电电池，

其中，所述第三电感的一端与所述可充电电池的负极连接，所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器的输入端或输出端分别连接在所述可充电电池的正极和所述第三电感的另一端之间，所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器的输出端或输入端分别连接在所述第一电容组的两端，所述第一电感和所述第二电感构成耦合电感，所述第三电感为单体电感；以及

其中，所述耦合电感磁芯的磁导率直流偏置特性高于所述单体电感磁芯的磁导率直流偏置特性，并且，若所述耦合电感与所述单体电感的磁芯材料相同，则所述单体电感磁芯磁导率高于所述耦合电感磁芯的磁导率；若所述耦合电感与所述单体电感的磁芯材料不同，则在相同的电感工作频率和磁感应强度下，所述单体电感磁芯的磁芯损耗低于所述耦合电感磁芯的磁芯损耗。

根据本发明的交错并联DC-DC变换器，优选地，

所述第一DC-DC变换器还包括：第一二极管和第二二极管以及与所述第二二极管反向并联的第一开关管，所述第一二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极相连并且连接至所述第一电感的一端，而且所述第二二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端；

所述第二DC-DC变换器还包括：第三二极管和第四二极管以及与所述第四二极管反向并联的第二开关管，所述第三二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连并且连接至所述第二电感的一端，而且所述第四二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端。

根据本发明的交错并联DC-DC变换器，优选地，

所述第一DC-DC变换器还包括：第一二极管和第二二极管以及与所述第一二极管反向并联的第三开关管，所述第一二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极相连并且连接至所述第一电感的一端，而且所述第二二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端；

所述第二DC-DC变换器还包括：第三二极管和第四二极管以及与所述第三二极管反向并联的第四开关管，所述第三二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连并且连接至所述第二电感的一端，而且所述第四二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端。

根据本发明的交错并联DC-DC变换器，优选地，还包括与所述第一二极管反向并联的第三开关管，以及与所述第三二极管反向并联的第四开关管。

根据本发明的交错并联DC-DC变换器，优选地，还包含第五二极管以及与所述第五二极管反向并联的第五开关管，所述第五二极管的阳极连接至所述第一电容组的负极，所述第五二极管的阴极与所述第三二极管和所述第四二极管的阳极相连并连接至所述第三电感的另一端，并且，所述第一电容组包含两个串联的电容，并且所述第一电容组的中性端子接一中性参考地。

根据本发明的交错并联DC-DC变换器，优选地，所述耦合电感为铁粉芯磁芯、铁硅合金磁芯、铁镍合金磁芯、铁硅镍合金磁芯和非晶合金磁芯中的任意一种；所述单体电感为铁氧体磁芯、铁硅铝合金磁芯铁镍合金磁芯、钼坡莫合金磁芯、铁硅镍合金磁芯、非晶合金磁芯、和纳米晶磁芯中的任意一种。

本发明还提供了用于根据本发明的交错并联DC-DC变换器的控制方法：控制所述第一开关管和所述第二开关管交错地以脉宽调制方式工作，实现升压变换，所述可充电电池对所述第一电容组放电。

本发明还提供了另一种用于根据本发明的交错并联DC-DC变换器的控制方法：控制所述第三开关管和所述第四开关管交错地以脉宽调制方式工作，实现降压变换，所述第一电容组对所述可充电电池充电。

本发明还提供了又一种用于根据本发明的交错并联DC-DC变换器的控制方法：在升压模式，所述第五开关管始终断开；在降压模式，当所述第三开关管和所述第四开关管中至少一个导通的时候所述第五开关管导通，当所述第三开关管和所述第四开关管都断开的时候所述第五开关管断开。

本发明还提供一种包含根据本发明的交错并联DC-DC变换器的不间断电源，还包括控制电路，所述控制电路被配置为使得所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器交错运行。

与现有技术相比，本发明的优点在于：能够以最节约的方式解决提高功率变换器的效率而引起的电感磁芯饱和特性下降的问题，本发明设计灵活，易于实现，并且适用于各种DC-DC变换器，包括双向变换器等。

附图说明

以下参照附图对本发明的具体实施例作进一步说明，其中：

图1是现有技术的交错并联变换器的结构示意图；

图2是现有技术的采用耦合电感的交错并联变换器的结构示意图；

图3是根据本发明的第一实施例的交错并联DC-DC变换器的结构示意图；

图4是根据本发明的第一实施例的耦合电感和单体电感的感值直流偏置曲线；

图5是五种不同磁芯材料的磁导率直流偏置特性曲线；

图6示出根据本发明的第一实施例的交错并联DC-DC变换器工作过程中，通过各个绕组电流以及驱动信号随时间的变化关系。

图7是根据本发明的第二实施例的交错并联DC-DC变换器的结构示意图；

图8是根据本发明的第三实施例的交错并联DC-DC变换器的结构示意图；

图9是根据本发明的第四实施例的交错并联DC-DC变换器的结构示意图；

图10是根据本发明的第四实施例的交错并联DC-DC变换器的PWM驱动信号的示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

变换器设计中，电感往往有两个设计约束点：1)损耗约束(对应效率与温升)。2)最大直流工作点约束(对应最大电流限制点)。为了实现更高的效率，需要降低电感的损耗，而常规改善效率如采用磁性损耗较小的磁芯材料与采用耦合电感方法会引入新的问题：电感磁芯饱和特性的下降，饱和特性的下降会导致限流保护设计困难，从而影响变换器最大直流工作点，严重的情况下甚至导致限流失败从而损坏变换器。如何平衡电感磁芯损耗和磁芯饱和值？本发明人提出了可以灵活设计的混合电感组件方案。该电感组件划根据电路分成上下两部分，一部分为耦合电感，其各耦合线圈(wiring)分别连接输入或输出端口与变换器的各并联支路，该耦合电感具有高饱和磁通密度特性，耦合极性正反皆可；另一部分为一单体电感(非耦合电感)，用于连接输入或输出端口与变换器的汇总端，该电感具有高磁导率与低磁芯损耗的特性。

该电感组件由如下两部分组成：

1)耦合电感部分(包含图3、图7-9中的La和Lb，其中k表示两个电感线圈的耦合系数)，其各耦合绕组一端可操作地连接至可充电电池的正极V_L+，另一端分别连接至第一二极管和第三二极管的阳极，该耦合电感磁芯具有较高的饱和磁通密度特性，其感值直流偏置曲线如图4的Part#1所示，在正常操作区域和过载操作区域，其磁芯直流偏置下的磁导率变化都较为平缓。其主要作用一是通过耦合电感实现较小的电感总的纹波电流，减小滤波器的尺寸与成本，并提高变换器运行效率；二是提供功率变换器在最大直流工作点(限流保护)足够的电感值，确保限流保护功能的可靠实现。

2)单体电感部分(如图3、图7-9中的L2)，用于可操作地连接输入电压的负极V_L-和第四二极管的正极，该电感磁芯具有较高的磁导率或者较低的磁芯损耗的特性，其设计原则是尽量实现变换器正常操作区域内感值最大化与电感损耗最小化，而不用考虑过载操作区域内电感直流偏置特性。单体电感的感值直流偏置曲线如图4的Part#2所示，在正常操作区域，其具有较高的感值与直流偏置特性，而在接近正常操作区域和过载操作区域的临界点时感值急剧下降，在过载操作区域的随着直流偏置增加电感感值降至很小。该电感主要提供功率变换器在常规工作点的较大的电感值，与耦合电感一起实现小的电感总的纹波电流，减小滤波器的尺寸与成本，提高变换器运行效率；另外其高磁导率或低磁芯损耗的特性可实现该部分电感总体损耗的最小化。

为了明确如何选择耦合电感和单体电感的磁芯，发明人给出如下磁芯磁导率直流偏置特性曲线，如图5所示，图5的横轴为磁化力(单位：Oe)，纵轴为磁导率变化的百分比，曲线表征磁芯材料随着磁化力增加其磁导率相对于初始磁导率的下降比例。在本发明中，将磁导率下降到初始磁导率20％时对应的磁化力定义为磁芯磁导率直流偏置特性强弱的判断条件：磁路力越大的磁芯磁导率直流偏置特性越强。例如在图5中，4的磁导率直流偏置特性>2的磁导率直流偏置特性>1的磁导率直流偏置特性＝3的磁导率直流偏置特性>5的磁导率直流偏置特性。根据设计需要，在选择电感磁芯时也可以将磁导率下降百分比判断点调整到0～50％的其他任意数值。

发明人通过研究发现，在实际设计过程中，为了在提高功率变换器整体效率的同时最大化的节约成本,并且解决电感磁芯饱和特性下降带来的限流保护设计困难的问题，要求耦合电感磁芯的磁导率直流偏置特性高于单体电感磁芯的磁导率直流偏置特性，并且，若耦合电感与单体电感的磁芯材料相同，则所述单体电感磁芯磁导率高于所述耦合电感磁芯的磁导率；若耦合电感与单体电感的磁芯材料不同，则所述单体电感磁芯的磁芯损耗在相同的电感工作频率和磁感应强度下低于所述耦合电感磁芯的磁芯损耗。

针对不同的设计要求，可以按上述原则灵活地选择耦合电感和单体电感，使得耦合电感的提供整体电感组件的足够的磁芯饱和特性，而单体电感的保证功率变换器的足够的效率，这样搭配选择使得成本节约最大化。例如，对于耦合电感，可以选择铁粉芯磁芯、铁硅合金磁芯、铁镍合金磁芯、铁硅镍合金磁芯和非晶合金磁芯中的任意一种；对于单体电感，可以选择铁氧体磁芯、铁硅铝合金磁芯、铁镍合金磁芯、钼坡莫合金磁芯、铁硅镍合金磁、非晶合金磁芯、纳米晶磁芯中的任意一种。

第一实施例

图3为根据本发明的第一实施例的交错并联DC-DC变换器的结构示意图。如图3所示，交错并联DC-DC变换器将可充电电池提供的直流电压(V_L)进行变换，并提供输出电压(V_H)。其包括第一电容Cd、第二电容Cf、第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器，所述第二电容Cf连接在可充电电池的两端，所述第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器的输出端连接至所述第一电容Cd的两端，所述第一DC-DC变换器包含第一电感L1a、第一二极管D1_1和第二二极管D1_2以及与所述第二二极管D1_2反向并联的第一开关管T1，第一二极管D1_1的阴极可操作地连接至第一电容Cd的正端，第一二极管D1_1的阳极与第二二极管D1_2的阴极相连并具有节点11，而第二二极管D1_2的阳极与第一电容Cd的负端可操作地连接并具有节点12；第二DC-DC变换器包含第三二极管D2_1和第四二极管D2_2以及与第四二极管D2_2反向并联的第二开关管T2，第三二极管D2_1的阴极可操作地连接至第一电容Cd的正端，第三二极管D2_1的阳极与第四二极管D2_2的阴极相连并具有节点13，而第四二极管D2_2的阳极与第一电容Cd的负端可操作地连接并具有节点14。节点12和节点14直接相连。所述第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器还分别包含铁硅磁芯的第一电感L1a和第二电感L1b，第一电感L1a和第二电感L1b构成耦合电感，其中，第一电感L1a和第二电感L1b的一端分别共同可操作地连接至可充电电池的正极V_L+，而另一端分别可操作地连接至节点11和节点13。

本发明的交错并联DC-DC变换器还包含一个单体电感L2，单体电感L2的一端可操作地连接至可充电电池的负极V_L-，另一端可操作地连接至所述节点14或节点12。

下面说明图3所示的交错并联DC-DC变换器的工作模式，图6示出根据本发明的第一实施例的交错并联DC-DC变换器工作过程中，电流及驱动信号随时间的变化曲线。从上到下依次为：耦合电感L1a的电流，耦合电感L1b的电流，总电流(即单体电感L2的电流)，桥臂1(即第一DC-DC变换器)的PWM驱动信号，以及桥臂2(即第二DC-DC变换器)的PWM驱动信号。

为了简单，仅考虑第一DC-DC变换器，给第一开关管T1施加一脉宽调制(PWM)信号，当第一开关管T1导通时，可充电电池给第一电感L1a和单体电感L2充电、储能，当第一开关管T1断开时，可充电电池和第一电感L1a、单体电感L2共同给第一电容Cd充电，实现升压变换。同样地，仅考虑第二DC-DC变换器，给第二开关管T2施加一PWM信号，也可以实现升压变换。当通过控制电路为第一开关管T1和第二开关管T2施加图5所示的PWM信号时，能够实现第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器的交错运行，从而减小纹波电流，并且在该实施例中，按照上述原则选择耦合电感和单体电感，由于第一电感L1a、第二电感Lb和单体电感L2的合适配置，可以确保变换器在最大直流点下满足的限流保护的最小安全感值，解决了电感磁芯饱和特性下降太快带来的一系列问题，并降低变换器总损耗。

第二实施例

将第一实施例的交错并联DC-DC升压变换器进行变形，得到交错并联DC-DC降压变换器，其具体结构如图7所示。该实施例的交错并联DC-DC变换器包括第一电容Cd、第二电容Cf、第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器，所述第二电容Cf连接在可充电电池的两端，所述第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器的输入端连接至所述第一电容Cd的两端，所述第一DC-DC变换器包含第一电感L1a、第一二极管D1_1和第二二极管D1_2以及与所述第一二极管D1_2反向并联的第三开关管T1_1，第一二极管D1_1的阴极可操作地连接至第二电容Cd的正端，第一二极管D1_1的阳极与第二二极管D1_2的阴极相连并具有节点21，而第二二极管D1_2的阳极与第一电容Cd的负端可操作地连接并具有节点22；第二DC-DC变换器包含第三二极管D2_1和第四二极管D2_2以及与第三二极管D2_1反向并联的第四开关管T2_1，第三二极管D2_1的阴极可操作地连接至第一电容Cd的正端，第三二极管D2_1的阳极与第四二极管D2_2的阴极相连并具有节点23，而第四二极管D2_2的阳极与第一电容Cd的负端可操作地连接并具有节点24。节点22和节点24直接相连。所述第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器还分别包含第一电感L1a和第二电感L1b，第一电感L1a和第二电感L1b构成耦合电感，其中，第一电感L1a和第二电感L1b的一端分别共同可操作地连接至可充电电池的正极V_L+，而另一端分别可操作地连接至节点21和节点23。

本发明的交错并联DC-DC变换器还包含一个单体电感L2，单体电感L2的一端可操作地连接至可充电电池的负极V_L-，另一端可操作地连接至所述节点24或节点22。

下面说明图7所示的交错并联DC-DC变换器的工作模式，为了简单，先考虑第一DC-DC变换器，当第三开关管T1_1导通时，第一电容Cd为可充电电池充电，同时为第一电感L1a和单体电感L2储能，实现降压变换，当第三开关管T1_1断开时，由第一电感L1a和单体电感L2通过第二二极管D1_2续流。同样地，对于第二DC-DC变换器，控制第四开关管T2_1的导通与断开来实现降压变换。当通过控制电路对第三开关管T1_1和第四开关管T2_1施加图6所示的PWM信号时，实现第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器的交错运行，从而减小纹波电流，并且在该实施例中，同样按照上述原则选择耦合电感和单体电感，由于第一电感L1a、第二电感Lb和单体电感L2的合适配置，可以确保变换器在最大直流点下满足的限流保护的最小安全感值，解决了电感磁芯饱和特性下降太快带来的一系列问题，并降低变换器总损耗。

第三实施例

图8示出了根据本发明的第三实施例的交错并联DC-DC变换器的结构示意图。该实施例的交错并联DC-DC变换器以第一实施例的交错并联DC-DC变换器为基础，分别在第一二极管D1_1和第三二极管D2_1的两端反向并联第三开关管T1_1和第四开关管T2_1，这样可以实现能量的双向流动，从而实现了交错并联的双向Boost/Buck变换器。

其中，当第三开关管T1_1和第四开关管T2_1断开时，其结构类似于第一实施例的结构，当通过控制电路对第一开关管T1和第二开关管T2交错地施加PWM信号时，实现升压变换；当第一开关管T1和第二开关管T2断开时，其结构类似于第二实施例的结构，当通过控制电路对第三开关管T1_1和第四开关管T2_1交错地施加PWM信号时，实现降压变换。

该实施例的交错并联的双向Boost/Buck变换器也按照上述原则选择耦合电感和单体电感，解决了电感磁芯饱和特性下降而导致限流保护设计困难的问题，使得成本大大降低，另外，该解决方案效率高、易于设计。

第四实施例

图9示出了根据本发明的第四实施例的交错并联DC-DC变换器的结构示意图。该实施例的交错并联DC-DC变换器以第三实施例的交错并联DC-DC变换器为基础，将第一电容Cd变换为包含至少两个电容(Cp、Cn)的第一电容组，第一电容组具有正极端子、负极端子和中性端子，中性端子接一中性参考地；另外，为了搭配输出双电容的需要，在单体电感L2的一端和电容组的负极端子之间连接反向并联的第五二极管D3和第五开关元件T3，第五二极管D3的阳极连接至第一电容组的负极端子，其阴极连接至单体电感L2的一端。第五二极管D3和第五开关元件T3与单体电感L2一起实现可充电电池正负端口与第一电容组正负端口之间的隔离，确保在UPS应用与类似变换器***中，直流母线为输出双电容拓扑，不同***并联并且共电池的应用下，各并联模块直流母线只有中线直接单点相连，避免了各并联模块直流母线负端通过电池负端相连，从而消除了并联模块直流母线之间的高频环流，实现并联共电池可靠运行。

在操作过程中，在升压模式下，第三开关管T1_1、第四开关管T2_1和第五开关管T3断开，对第一开关管T1和第二开关管T2交错地施加PWM信号时，实现升压变换；在降压模式下，第一开关管T1和第二开关管T2断开，对第三开关管T1_1和第四开关管T2_1交错地施加PWM信号，同时，第三开关管T1_1和第四开关管T2_1之一导通的时候第五开关管T3导通，第三开关管T1_1和第四开关管T2_1都断开的时候第五开关管T3断开，如图10所示，从而实现降压变换。

该实施例的交错并联DC-DC变换器按照上述原则选择耦合电感和单体电感，解决了电感磁芯饱和特性下降而导致限流保护设计困难的问题，使得成本大大降低，另外，该解决方案效率高、易于设计。

本领域技术人员很容易理解，在本发明中，术语“可操作地连接”包括两个部件直接连接或者通过一个或多个中间组件连接，所述中间组件包括保险丝、电流传感器、分流器等等。

根据本发明的其他实施例，所述二极管可以是本领域公知的任意其他单向导电元件，例如整流器、可控硅等。

本领域技术人员很容易理解，虽然在说明书中没有列举三个以上并联桥臂的实施例，但是实际上，包含任意个并联支路的并联交错DC-DC变换器都在本发明的范围内。

虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (10)

1.一种交错并联DC-DC变换器，其包括：

包含第一电感的第一DC-DC变换器，

包含第二电感的第二DC-DC变换器，

第三电感，

第一电容组，以及

可充电电池，

其中，所述第三电感的一端与所述可充电电池的负极连接，所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器的输入端或输出端分别连接在所述可充电电池的正极和所述第三电感的另一端之间，所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器的输出端或输入端分别连接在所述第一电容组的两端，所述第一电感和所述第二电感构成耦合电感，所述第三电感为单体电感；以及

其中，所述耦合电感磁芯的磁导率直流偏置特性高于所述单体电感磁芯的磁导率直流偏置特性，并且，若所述耦合电感与所述单体电感的磁芯材料相同，则所述单体电感磁芯磁导率高于所述耦合电感磁芯的磁导率；若所述耦合电感与所述单体电感的磁芯材料不同，则在相同的电感工作频率和磁感应强度下，所述单体电感磁芯的磁芯损耗低于所述耦合电感磁芯的磁芯损耗。

2.根据权利要求1所述的交错并联DC-DC变换器，其中：

所述第一DC-DC变换器还包括：第一二极管和第二二极管以及与所述第二二极管反向并联的第一开关管，所述第一二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极相连并且连接至所述第一电感的一端，而且所述第二二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端；

所述第二DC-DC变换器还包括：第三二极管和第四二极管以及与所述第四二极管反向并联的第二开关管，所述第三二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连并且连接至所述第二电感的一端，而且所述第四二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端。

3.根据权利要求1所述的交错并联DC-DC变换器，其中：

所述第一DC-DC变换器还包括：第一二极管和第二二极管以及与所述第一二极管反向并联的第三开关管，所述第一二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极相连并且连接至所述第一电感的一端，而且所述第二二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端；

所述第二DC-DC变换器还包括：第三二极管和第四二极管以及与所述第三二极管反向并联的第四开关管，所述第三二极管的阴极可操作地连接至所述第一电容组的正极，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连并且连接至所述第二电感的一端，而且所述第四二极管的阳极可操作地连接至所述第一电容组的负极，同时连接至所述第三电感的另一端。

4.根据权利要求2所述的交错并联DC-DC变换器，还包括与所述第一二极管反向并联的第三开关管，以及与所述第三二极管反向并联的第四开关管。

5.根据权利要求4所述的交错并联DC-DC变换器，还包含第五二极管以及与所述第五二极管反向并联的第五开关管，所述第五二极管的阳极连接至所述第一电容组的负极，所述第五二极管的阴极与所述第三二极管和所述第四二极管的阳极相连并连接至所述第三电感的另一端，并且，所述第一电容组包含两个串联的电容，所述第一电容组的中性端子连接一中性参考地。

6.根据权利要求1-5中任一项所述的交错并联DC-DC变换器，所述耦合电感为铁粉芯磁芯、铁硅合金磁芯、铁镍合金磁芯、铁硅镍合金磁芯和非晶合金磁芯中的任意一种；所述单体电感为铁氧体磁芯、铁硅铝合金磁芯铁镍合金磁芯、钼坡莫合金磁芯、铁硅镍合金磁芯、非晶合金磁芯、和纳米晶磁芯中的任意一种。

7.一种用于权利要求2、4或5所述的交错并联DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：控制所述第一开关管和所述第二开关管交错地以脉宽调制方式工作，实现升压变换，所述可充电电池对所述第一电容组放电。

8.一种用于权利要求3-5中任一项所述的交错并联DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：控制所述第三开关管和所述第四开关管交错地以脉宽调制方式工作，实现降压变换，所述第一电容组对所述可充电电池充电。

9.一种用于权利要求5所述的交错并联DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：在升压模式，所述第五开关管始终断开；在降压模式，当所述第三开关管和所述第四开关管中至少一个导通的时候所述第五开关管导通，当所述第三开关管和所述第四开关管都断开的时候所述第五开关管断开。

10.一种包含权利要求1-5中任一项所述的交错并联DC-DC变换器的不间断电源，还包括控制电路，所述控制电路被配置为使得所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器交错运行。