CN106324559B - 一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法 - Google Patents
一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法,来对远场辐射源进行测向,包括测向处理前端和测向处理方法两部分。测向处理前端输出四路信号,信号相位参数受辐射源与测向处理前端相对位置、天线几何构型约束。发明重点阐述测向处理方法,首先在相位估计模块里,对测向处理前端中频信号进行相位解算,利用宽带信号引起的渐变基线波长比特点,由解缠绕和解模糊模块解求解相位差,最后结合天线几何构型,在测向模块估计辐射源方向位置。本发明采用固定尺寸大基线,仅四元阵天线即可完成对非合作目标辐射源的二维瞬时测向,在不降低***测向精度的条件下,简化了测向***工程实现复杂度,具有广阔的发展空间和应用前景。
Description
技术领域
本发明涉及一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法,特别适合于对测向***构成复杂度要求较高的场合,可以用来对非合作目标辐射源进行测向,属于电子侦察领域。
背景技术
测向***是电子侦察装备体系的重要组成部分,可以截获、分析、定位作战区域内的目标辐射源,在现代电子对抗中“扮演”了一个极其重要的角色。测向***主要包括多站和单站两种模式,多站测向要求多站之间具有高精度时间同步和通信链路,***实现复杂,成本较高;单站测向分为比幅测向和干涉仪测向两种形式,比幅测向的精度较低,难以测向精度要求较高的场合,《圆阵干涉仪测向研究》(王琦)介绍的干涉仪测向,需要一定规模天线阵列,形成差异化观测基线,从多个角度对辐射源信号进行侦收,完成测向,但高精度的测向要求的天线阵元规模较大,***实现复杂。《基于旋转干涉仪的辐射源二维方向估计方法》(李杨)中介绍的干涉仪,虽然只需要两个天线进行就可进行测向,但其要求天线阵进行旋转,需要旋转机构,***工程实现复杂,且不满足定位时效性要求高的应用场合。
发明内容
本发明的技术解决问题是:解决了传统干涉仪测向***通道多、工程实现复杂的问题,仅需要四元阵天线组成大基线“十”字阵列即可空间二维测向,具备瞬时定位能力。
本发明的技术解决方案是:一种大基线四元阵宽带信号测向***,如图1所示,包括:相位估计模块、解缠绕模块、解模糊模块和测向模块;
相位估计模块,采用四元阵天线侦收信号,利用互谱相位差提取算法进行相位估计,得到四元阵侦收信号x1、x2、x3、x4;对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4进行快速傅里叶变换FFT,得到变换后的信号y1、y2、y3、y4,其中yt=FFT(xt),“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换,t=1、2、3、4;对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24:
z13=y1.*conj(y3),
z24=y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘,“conj(.)”表示对元素“.”取共轭;按照信号带宽截取互谱序列z13和z24,得到G13和G24,提取互谱G13和G24相位序列差相位,得到相位差序列Φ13和Φ24
Φ13(i)=atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)=atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i=1,2,…,k,k为序列长度,atan(·)表示计算相应的反正切值,real(·)表示求取相应复数的实部,imag(·)表示求取相应复数的虚部;
输出相位差序列Φ13和Φ24到解缠绕模块;
解缠绕模块,利用相位差序列Φ13和Φ24相位渐变特点,解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24;
解缠绕模块,将解缠绕序列Ψ13和Ψ24输出到解模糊模块;
解模糊模块,利用宽带信号渐变基线波长比的特点,对解缠绕后的序列Ψ13和Ψ24进行解模糊处理,得到解模糊序列τ13和τ24,输出到测向模块;
测向模块,根据相位差τ13和τ24,利用四元阵几何构型与辐射源相对关系,计算辐射源来波方向,包括方位角α和俯仰角β,
其中
Tcomplex=(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速,R为基线的半径,测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
所述解缠绕模块中,解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24的过程为:
对相位差序列Φ13,计算序列差分,ΔΦ13(i)=Φ13(i)-Φ13(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ13(1)=ΔΦ13(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ13(i)<-π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若:-π≤ΔΦ13(i)≤π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若:ΔΦ13(i)>π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ13;
针对相位差序列Φ24,计算序列差分,ΔΦ24(i)=Φ24(i)-Φ24(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ24(1)=ΔΦ24(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ24(i)<-π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若:-π≤ΔΦ24(i)≤π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若:ΔΦ24(i)>π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ24。
所述解模糊模块中,得到解模糊序列τ13和τ24的过程如下:
假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索:
当s=g时,
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg13=argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索:
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg24=argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
一种大基线四元阵宽带信号测向方法,其特征在于实现步骤如下:
步骤1:采用四元阵侦收信号,***包括四幅天线,四通道预处理接收机,经AD采样后天线1、2、3、4对应的采样信号分别为x1、x2、x3、x4,相位估计模块采用互谱相位差估计算法,进行相位估计,对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4,对信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换,得到y1、y2、y3、y4,其中yt=FFT(xt),t=1、2、3、4,“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换。
步骤2:对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24:
z13=y1.*conj(y3),
z24=y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘,“conj(.)”表示对元素“.”取共轭;
步骤3:按照信号带宽截取互谱序列z13和z24,得到G13和G24(序列长度为k),提取互谱G13和G24相位序列差相位,
Φ13(i)=atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)=atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i=1,2,…,k,atan(·)表示计算相应的反正切值,real(·)表示求取相应复数的实部,imag(·)表示求取相应复数的虚部;
步骤4:针对相位差序列Φ13,计算序列差分,ΔΦ13(i)=Φ13(i)-Φ13(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ13(1)=ΔΦ13(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ13(i)<-π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若:-π≤ΔΦ13(i)≤π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若:ΔΦ13(i)>π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ13;
步骤5:针对相位差序列Φ24,计算序列差分,ΔΦ24(i)=Φ24(i)-Φ24(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ24(1)=ΔΦ24(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ24(i)<-π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若:-π≤ΔΦ24(i)≤π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若:ΔΦ24(i)>π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ24;
步骤6:针对相位差序列Ψ13,假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索:
当s=g时,
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg13=argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
步骤7:针对相位差序列Ψ24,假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索:
当s=g时,
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg24=argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
步骤8:主要是针对步骤6和7输出的τ13和τ24,利用四元阵几何构型与辐射源相对关系,计算辐射源来波方向(包括方位角α和俯仰角β)。
其中
Tcomplex=(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速,R为基线的半径,测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
本发明与现有技术相比具有如下优点:
(1)本发明利用互谱在频域提取相位差,有利于降低该技术对噪声干扰的敏感性。
(2)本发明采用了四元阵天线即可实现方位向、俯仰向的测向,简化了测向***的复杂度。
(3)本发明具备大基线条件下一维方向上两个阵元的解模糊能力,充分挖掘了宽带信号连续相位信息,突破了传统干涉仪多基线解模糊技术,创造性的利用固定基线-变化信号波长比渐变特性,进行瞬时大基线解模糊,具备高精度测向的能力。
附图说明
图1为本发明实现模块图;
图2为四元阵测向实施例示意图;
图3为1-3基线渐变波长比解模糊图;
图4为2-4基线渐变波长比解模糊图;
图5为四元阵测向-定位误差分布图;
图6为四元阵测向-测角误差分布图;
具体实施方式
下面就结合附图1对本发明具体实施方式做进一步介绍。
如图2所示,假定本发明的测向设备置于地面,对高程高程500km的辐射源进行测向,测向设备天线阵元数D=4,D个通道侦收的信号x1、x2、x3、x4依次为:
x1=x1(1:1:L),
x2=x2(1:1:L),
x3=x3(1:1:L),
x4=x4(1:1:L),
其中L为采集信号长度,x(a:b:c)代表从a到c步长为b的一个序列,括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开,第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号,括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号,括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长。
步骤1:对其中4路信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换,即:
y1=FFT(x1),
y2=FFT(x2),
y3=FFT(x3),
y4=FFT(x4),
其中“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换。
步骤2:对y1、y2、y3、y4进行互谱分析得z13、z24:
z13=y1.*conj(y3),
z24=y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘,“conj(.)”表示对元素“.”取共轭。
步骤3:假定侦收信号采样率为fs,频率下限为fl,在n点互谱z13序列中对应序号m为round(L*fl/fs);频率上限为fh,在n点互谱z13序列中对应序号n为round(L*fh/fs),其中round(.)表示取整。
其中k为信号带宽在互谱z13序列中对应的长度。
由于x1、x2、x3、x4是一个圆阵上不同天线侦收的同一个辐射源信号,其信号频谱带宽信息是一致的。在互谱z24序列中频率下限fl对应的序号为m,频率上限fh对应的序号为n,带宽对应序列长度为k。
步骤4:在互谱估计部分,输入的为x1、x2、x3、x4四路信号,输出的为互谱序列Φ13和Φ24。x1和x3、x2和x4的互谱结果为
G13(1:1:k)=z13(m:1:n),
G24(1:1:k)=z24(m:1:n),
计算互谱G13对应的相位序列:
计算互谱G24对应的相位序列:
其中atan(·)表示计算相应的反正切值,real(·)表示求取相应复数的实部,imag(·)表示求取相应复数的虚部。
步骤5:该步骤输入为互谱序列Φ13,输出为解缠绕序列Ψ13,x1和x3天线相位序列差分计算:
针对差分序列ΔΦ13(1)、ΔΦ13(2)、…、ΔΦ13(i)、…、ΔΦ13*k),解缠绕后的序列第一个元素
Ψ13(1)=ΔΦ13(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ13(i)<-π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若:-π≤ΔΦ13(i)≤π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若:ΔΦ13(i)>π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i=k为止。
步骤6:该步骤输入为互谱序列Φ24,输出为解缠绕序列Ψ24,x2和x4相位序列差分计算:
针对差分序列ΔΦ24(1)、ΔΦ24(2)、…、ΔΦ24(i)、…、ΔΦ24(k),解缠绕后的序列第一个元素
Ψ24(1)=ΔΦ24(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ24(i)<-π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若:-π≤ΔΦ24)i)≤π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若:ΔΦ24(i)>π,
Ψ24)i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i=k为止。
步骤7:假定电磁波在空气中的光速为c,基线半径为R,则最大解模糊数:
v=4Rfh/c
则解模糊数:
-v≤w≤v
模糊数w搜索区间大小:
s=2×w+1
该步骤输入为解缠绕序列Ψ13,输出为相位差τ13,x1和x3相位序列Ψ13进行解模糊搜索:
当s=g时,
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg13=argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
步骤8:该步骤输入为解缠绕序列Ψ24,输出为相位差τ24,x2和x4相位序列Ψ24进行解模糊搜索:
当s=g时,
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg24=argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
步骤9:针对解模糊模糊输出的τ13和τ24,计算来波方向。
其中
Tcomplex=(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β;
实施例
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。
下面结合线性调频雷达信号,给出本发明的实施例,本实施例的测向结果如图3、图4、图5、图6所示。
辐射源参数:信号载波1GHz,调试方式为线性调频,带宽10MHz,四元阵“十”字构型,基线长度3m,天线阵与辐射源高程差500km,辐射源与测向设备相对位置关系如图2所示。
1.相位估计模块
假定天线阵元数D=4,D个通道侦收的信号x1、x2、x3、x4依次为:
x1=x1(1:1:2048),
x2=x2(1:1:2048),
x3=x3(1:1:2048),
x4=x4(1:1:2048),
其中x(a:b:c)代表从a到c步长为b的一个序列,括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开,第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号,括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号,括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长。
对4路信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换,即:
y1=FFT(x1),
y2=FFT(x2),
y3=FFT(x3),
y4=FFT(x4),
其中“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换。
对y1、y2、y3、y4进行互谱分析得z13、z24:
z13=y1.*conj(y3),
z24=y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘,“conj(.)”表示对元素“.”取共轭。假定侦收信号采样率为fs=100MHz,频率下限为fl=20MHz,在n点互谱z13序列中对应序号m=409;频率上限为fh=30MHz,在n点互谱z13序列中对应序号n=614;
由于x1、x2、x3、x4是一个圆阵上不同天线侦收的同一个辐射源信号,其信号频谱带宽信息是一致的。在互谱z24序列中频率下限fl对应的序号为409,频率上限fh对应的序号为614,带宽对应序列长度为k=206。
x1和x3、x2和x4的互谱结果为
G13(1:1:206)=z13(409:1:614),
G24(1:1:206)=z24(409:1:614),
计算互谱G13对应的相位序列:
计算互谱G24对应的相位序列:
其中atan(·)表示计算相应的反正切值,real(·)表示求取相应复数的实部,imag(·)表示求取相应复数的虚部。
在互谱估计部分,输入的为x1、x2、x3、x4四路信号,输出的为互谱序列Φ13和Φ24。
2.解缠绕模块
在解缠绕部分,x1和x3相位序列差分计算:
针对差分序列ΔΦ13(1)、ΔΦ13(2)、…、ΔΦ13(27)、…、ΔΦ13(206),解缠绕后的序列第一个元素
Ψ13(1)=ΔΦ13(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ13(i)<-π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若:-π≤ΔΦ13(i)≤π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若:ΔΦ13(i)>π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i=206。
x2和x4相位序列差分计算:
针对差分序列ΔΦ24(1)、ΔΦ24(2)、…、ΔΦ24(27)、…、ΔΦ24(206),解缠绕后的序列第一个元素
Ψ24(1)=ΔΦ24(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ24(i)<-π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若:-π≤ΔΦ24(i)≤π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若:ΔΦ24(i)>π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i=206。
在解缠绕模块,输入的为互谱序列Φ13和Φ24,输出的为解缠绕序列Ψ13和Ψ24。
3.解模糊模块
在解缠绕部分,最大解模糊数:
v=40
则解模糊数:
-40≤w≤40
模糊数w搜索区间大小:
s=81
假定1≤g≤81,x1和x3相位序列Ψ13进行解模糊搜索:
针对不同g,1-3基线其对应的解模糊曲线如图3所示,伪模糊值对应的解模糊曲线为渐变弯曲,真模糊值对应的解模糊曲线应当是最平坦的一条曲线,下面利用平坦与渐变弯曲曲线方差值不一致的原理来搜索模糊真值,解模糊序列对应的均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg13=argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
假定1≤g≤81,x2和x4相位序列Ψ24进行解模糊搜索:
针对不同g,2-4基线其对应的解模糊曲线如图4所示,伪模糊值对应的解模糊曲线为渐变弯曲,真模糊值对应的解模糊曲线应当是最平坦的一条曲线,下面利用平坦与渐变弯曲曲线方差值不一致的原理来搜索模糊真值,解模糊序列对应的均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg24=argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差:
均值:
在解模糊模块,输入的为解缠绕序列Ψ13和Ψ24,输出的为相位差τ13和τ24。
4.测向模块
主要是针对解模糊模糊输出的τ13和τ24,计算来波方向。
其中
Tcomplex=(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β,辐射源与测向设备高程差500km对应的定位精度如图5所示,可以看出,采用四元阵天线即可对目标辐射源进行定位,且随着测向设备与辐射源相对距离变大,其定位精度逐渐变差。图6是对应的测角误差,随着测向设备与辐射源相对距离变大,四元阵的测向精度一致趋于变差,测向设备正下方对应的测向精度最高;
总之,本发明采用固定尺寸大基线,仅四元阵天线即可完成对非合作目标辐射源的二维瞬时测向,在不降低***测向精度的条件下,简化了测向***工程实现复杂度,具有广阔的发展空间和应用前景。
Claims (4)
1.一种大基线四元阵宽带信号测向***,其特征在于包括:相位估计模块、解缠绕模块、解模糊模块和测向模块;
相位估计模块,采用四元阵天线侦收信号,利用互谱相位差提取算法进行相位估计,得到四元阵侦收信号x1、x2、x3、x4;对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4进行快速傅里叶变换FFT,得到变换后的信号y1、y2、y3、y4,其中yt=FFT(xt),“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换,t=1、2、3、4;对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24:
z13=y1.*conj(y3),
z24=y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘,“conj(.)”表示对元素“.”取共轭;按照信号带宽截取互谱序列z13和z24,得到G13和G24,提取互谱G13和G24相位序列差相位,得到相位差序列Φ13和Φ24
Φ13(i)=atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)=atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i=1,2,…,k,k为序列长度,atan(·)表示计算相应的反正切值,real(·)表示求取相应复数的实部,imag(·)表示求取相应复数的虚部;
输出相位差序列Φ13和Φ24到解缠绕模块;
解缠绕模块,利用相位差序列Φ13和Φ24相位渐变特点,解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24,输出到解模糊模块;
解模糊模块,利用宽带信号渐变基线波长比的特点,对解缠绕后的序列Ψ13和Ψ24进行解模糊处理,得到解模糊序列τ13和τ24,输出到测向模块;
测向模块,根据τ13和τ24,利用四元阵几何构型与辐射源相对关系,计算辐射源来波方向,包括方位角α和俯仰角β,
其中
Tcomplex=(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速,R为基线的半径,测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
2.根据权利要求1所述的大基线四元阵宽带信号测向***,其特征在于:所述解缠绕模块中,解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24的过程为:
对相位差序列Φ13,计算序列差分,ΔΦ13(i)=Φ13(i)-Φ13(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ13(1)=ΔΦ13(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ13(i)<-π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若:-π≤ΔΦ13(i)≤π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若:ΔΦ13(i)>π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ13;
针对相位差序列Φ24,计算序列差分,ΔΦ24(i)=Φ24(i)-Φ24(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ24(1)=ΔΦ24(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ24(i)<-π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若:-π≤ΔΦ24(i)≤π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若:ΔΦ24(i)>π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ24。
3.根据权利要求1所述的大基线四元阵宽带信号测向***,其特征在于:所述解模糊模块中,得到解模糊序列τ13和τ24的过程如下:
假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索:
当s=g时,
Υ13(1)=[Ψ13(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
Υ13(2)=[Ψ13(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
Υ13(i)=[Ψ13(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
Υ13(k)=[Ψ13(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg13=argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”;
对应的相位差:
Γ13(1)=[Ψ13(1)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(1)
Γ13(2)=[Ψ13(2)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(2)
Γ13(i)=[Ψ13(i)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(i)
Γ13(k)=[Ψ13(k)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(k)
均值:
假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索:
γ24(1)=[Ψ24(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
γ24(2)=[Ψ24(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
γ24(i)=[Ψ24(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
γ24(k)=[Ψ24(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg24=argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”;
对应的相位差:
Γ24(1)=[Ψ24(1)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(1)
Γ24(2)=[Ψ24(2)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(2)
Γ24(i)=[Ψ24(i)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(i)
Γ24(k)=[Ψ24(k)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(k)
均值:
4.一种大基线四元阵宽带信号测向方法,其特征在于实现步骤如下:
步骤1:采用四元阵侦收信号,***包括四幅天线,四通道预处理接收机,经AD采样后天线1、2、3、4对应的采样信号分别为x1、x2、x3、x4,相位估计模块采用互谱相位差估计算法,进行相位估计,对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4,对信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换,得到y1、y2、y3、y4,其中yt=FFT(xt),t=1、2、3、4,“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换;
步骤2:对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24:
z13=y1.*conj(y3),
z24=y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘,“conj(.)”表示对元素“.”取共轭;
步骤3:按照信号带宽截取互谱序列z13和z24,得到G13和G24(序列长度为k),提取互谱G13和G24相位序列差相位,
Φ13(i)=atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)=atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i=1,2,…,k,atan(·)表示计算相应的反正切值,real(·)表示求取相应复数的实部,imag(·)表示求取相应复数的虚部;
步骤4:针对相位差序列Φ13,计算序列差分,ΔΦ13(i)=Φ13(i)-Φ13(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ13(1)=ΔΦ13(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ13(i)<-π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若:-π≤ΔΦ13(i)≤π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若:ΔΦ13(i)>π,
Ψ13(i)=Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ13;
步骤5:针对相位差序列Φ24,计算序列差分,ΔΦ24(i)=Φ24(i)-Φ24(i-1),其中i=1,2,…,k,解缠绕后的序列第一个元素,
Ψ24(1)=ΔΦ24(1)
对于第i个元素,若:ΔΦ24(i)<-π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若:-π≤ΔΦ24(i)≤π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若:ΔΦ24(i)>π,
Ψ24(i)=Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i=k,得到解缠绕序列Ψ24;
步骤6:针对相位差序列Ψ13,假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索:
当s=g时,
Υ13(1)=[Ψ13(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
Υ13(2)=[Ψ13(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
Υ13(i)=[Ψ13(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
Υ13(k)=[Ψ13(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg13=argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”;
对应的相位差:
Γ13(1)=[Ψ13(1)/(2π)-(sg13-V-1)]/flh(1)
Γ13(2)=[Ψ13(2)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(2)
Γ13(i)=[Ψ13(i)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(i)
Γ13(k)=[Ψ13(k)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(k)
均值:
步骤7:针对相位差序列Ψ24,假定最大解模糊数为v,解模糊数w∈[-v,v],g为模糊数搜索数,其最大搜索区间[1,2w+1],s为搜索序号,flh(·)为序列对应的频率值序列,对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索:
当s=g时,
γ24(1)=[Ψ24(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
γ24(2)=[Ψ24(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
γ24(i)=[Ψ24(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
γ24(k)=[Ψ24(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值:
方差:
则解模糊最优的sg为:
sg24=argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”;
对应的相位差:
Γ24(1)=[Ψ24(1)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(1)
Γ24(2)=[Ψ24(2)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(2)
Γ24(i)=[Ψ24(i)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(i)
Γ24(k)=[Ψ24(k)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(k)
均值:
步骤8:主要是针对步骤6和7输出的τ13和τ24,利用四元阵几何构型与辐射源相对关系,计算辐射源来波方向(包括方位角α和俯仰角β);
其中
Tcomplex=(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速,R为基线的半径,测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
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