CN106324559B - 一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法 - Google Patents

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CN106324559B CN201610781904.1A CN201610781904A CN106324559B CN 106324559 B CN106324559 B CN 106324559B CN 201610781904 A CN201610781904 A CN 201610781904A CN 106324559 B CN106324559 B CN 106324559B
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Abstract

本发明公开了一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法，来对远场辐射源进行测向，包括测向处理前端和测向处理方法两部分。测向处理前端输出四路信号，信号相位参数受辐射源与测向处理前端相对位置、天线几何构型约束。发明重点阐述测向处理方法，首先在相位估计模块里，对测向处理前端中频信号进行相位解算，利用宽带信号引起的渐变基线波长比特点，由解缠绕和解模糊模块解求解相位差，最后结合天线几何构型，在测向模块估计辐射源方向位置。本发明采用固定尺寸大基线，仅四元阵天线即可完成对非合作目标辐射源的二维瞬时测向，在不降低***测向精度的条件下，简化了测向***工程实现复杂度，具有广阔的发展空间和应用前景。

Description

一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法
技术领域
本发明涉及一种大基线四元阵宽带信号测向***及方法，特别适合于对测向***构成复杂度要求较高的场合，可以用来对非合作目标辐射源进行测向，属于电子侦察领域。
背景技术
测向***是电子侦察装备体系的重要组成部分，可以截获、分析、定位作战区域内的目标辐射源，在现代电子对抗中“扮演”了一个极其重要的角色。测向***主要包括多站和单站两种模式，多站测向要求多站之间具有高精度时间同步和通信链路，***实现复杂，成本较高；单站测向分为比幅测向和干涉仪测向两种形式，比幅测向的精度较低，难以测向精度要求较高的场合，《圆阵干涉仪测向研究》(王琦)介绍的干涉仪测向，需要一定规模天线阵列，形成差异化观测基线，从多个角度对辐射源信号进行侦收，完成测向，但高精度的测向要求的天线阵元规模较大，***实现复杂。《基于旋转干涉仪的辐射源二维方向估计方法》(李杨)中介绍的干涉仪，虽然只需要两个天线进行就可进行测向，但其要求天线阵进行旋转，需要旋转机构，***工程实现复杂，且不满足定位时效性要求高的应用场合。
发明内容
本发明的技术解决问题是：解决了传统干涉仪测向***通道多、工程实现复杂的问题，仅需要四元阵天线组成大基线“十”字阵列即可空间二维测向，具备瞬时定位能力。
本发明的技术解决方案是：一种大基线四元阵宽带信号测向***，如图1所示，包括：相位估计模块、解缠绕模块、解模糊模块和测向模块；
相位估计模块，采用四元阵天线侦收信号，利用互谱相位差提取算法进行相位估计，得到四元阵侦收信号x1、x2、x3、x4；对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4进行快速傅里叶变换FFT，得到变换后的信号y1、y2、y3、y4，其中yt＝FFT(xt)，“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换，t＝1、2、3、4；对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24：
z13＝y1.*conj(y3),
z24＝y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘，“conj(.)”表示对元素“.”取共轭；按照信号带宽截取互谱序列z13和z24，得到G13和G24，提取互谱G13和G24相位序列差相位，得到相位差序列Φ13和Φ24
Φ13(i)＝atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)＝atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i＝1,2,…,k，k为序列长度，atan(·)表示计算相应的反正切值，real(·)表示求取相应复数的实部，imag(·)表示求取相应复数的虚部；
输出相位差序列Φ13和Φ24到解缠绕模块；
解缠绕模块，利用相位差序列Φ13和Φ24相位渐变特点，解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24；
解缠绕模块，将解缠绕序列Ψ13和Ψ24输出到解模糊模块；
解模糊模块，利用宽带信号渐变基线波长比的特点，对解缠绕后的序列Ψ13和Ψ24进行解模糊处理，得到解模糊序列τ13和τ24，输出到测向模块；
测向模块，根据相位差τ13和τ24，利用四元阵几何构型与辐射源相对关系，计算辐射源来波方向，包括方位角α和俯仰角β，
其中
Tcomplex＝(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速，R为基线的半径，测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
所述解缠绕模块中，解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24的过程为：
对相位差序列Φ13，计算序列差分，ΔΦ13(i)＝Φ13(i)-Φ13(i-1)，其中i＝1,2,…,k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ13(1)＝ΔΦ13(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ13(i)＜-π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若：-π≤ΔΦ13(i)≤π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若：ΔΦ13(i)＞π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ13；
针对相位差序列Φ24，计算序列差分，ΔΦ24(i)＝Φ24(i)-Φ24(i-1)，其中i＝1,2,…,k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ24(1)＝ΔΦ24(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ24(i)＜-π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若：-π≤ΔΦ24(i)≤π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若：ΔΦ24(i)＞π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ24。
所述解模糊模块中，得到解模糊序列τ13和τ24的过程如下：
假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索：
当s＝g时，
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg13＝argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索：
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg24＝argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
一种大基线四元阵宽带信号测向方法，其特征在于实现步骤如下：
步骤1：采用四元阵侦收信号，***包括四幅天线，四通道预处理接收机，经AD采样后天线1、2、3、4对应的采样信号分别为x1、x2、x3、x4，相位估计模块采用互谱相位差估计算法，进行相位估计，对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4，对信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换，得到y1、y2、y3、y4，其中yt＝FFT(xt)，t＝1、2、3、4，“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换。
步骤2：对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24：
z13＝y1.*conj(y3),
z24＝y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘，“conj(.)”表示对元素“.”取共轭；
步骤3：按照信号带宽截取互谱序列z13和z24，得到G13和G24(序列长度为k)，提取互谱G13和G24相位序列差相位，
Φ13(i)＝atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)＝atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i＝1,2,…,k，atan(·)表示计算相应的反正切值，real(·)表示求取相应复数的实部，imag(·)表示求取相应复数的虚部；
步骤4：针对相位差序列Φ13，计算序列差分，ΔΦ13(i)＝Φ13(i)-Φ13(i-1)，其中i＝1,2,…,k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ13(1)＝ΔΦ13(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ13(i)＜-π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若：-π≤ΔΦ13(i)≤π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若：ΔΦ13(i)＞π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ13；
步骤5：针对相位差序列Φ24，计算序列差分，ΔΦ24(i)＝Φ24(i)-Φ24(i-1)，其中i＝1,2,…,k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ24(1)＝ΔΦ24(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ24(i)＜-π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若：-π≤ΔΦ24(i)≤π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若：ΔΦ24(i)＞π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ24；
步骤6：针对相位差序列Ψ13，假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索：
当s＝g时，
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg13＝argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
步骤7：针对相位差序列Ψ24，假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索：
当s＝g时，
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg24＝argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
步骤8：主要是针对步骤6和7输出的τ13和τ24，利用四元阵几何构型与辐射源相对关系，计算辐射源来波方向(包括方位角α和俯仰角β)。
其中
Tcomplex＝(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速，R为基线的半径，测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
本发明与现有技术相比具有如下优点：
(1)本发明利用互谱在频域提取相位差，有利于降低该技术对噪声干扰的敏感性。
(2)本发明采用了四元阵天线即可实现方位向、俯仰向的测向，简化了测向***的复杂度。
(3)本发明具备大基线条件下一维方向上两个阵元的解模糊能力，充分挖掘了宽带信号连续相位信息，突破了传统干涉仪多基线解模糊技术，创造性的利用固定基线-变化信号波长比渐变特性，进行瞬时大基线解模糊，具备高精度测向的能力。
附图说明
图1为本发明实现模块图；
图2为四元阵测向实施例示意图；
图3为1-3基线渐变波长比解模糊图；
图4为2-4基线渐变波长比解模糊图；
图5为四元阵测向-定位误差分布图；
图6为四元阵测向-测角误差分布图；
具体实施方式
下面就结合附图1对本发明具体实施方式做进一步介绍。
如图2所示，假定本发明的测向设备置于地面，对高程高程500km的辐射源进行测向，测向设备天线阵元数D＝4，D个通道侦收的信号x1、x2、x3、x4依次为：
x1＝x1(1:1:L)，
x2＝x2(1:1:L)，
x3＝x3(1:1:L)，
x4＝x4(1:1:L)，
其中L为采集信号长度，x(a:b:c)代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长。
步骤1：对其中4路信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换，即：
y1＝FFT(x1)，
y2＝FFT(x2)，
y3＝FFT(x3)，
y4＝FFT(x4)，
其中“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换。
步骤2：对y1、y2、y3、y4进行互谱分析得z13、z24：
z13＝y1.*conj(y3),
z24＝y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘，“conj(.)”表示对元素“.”取共轭。
步骤3：假定侦收信号采样率为fs，频率下限为fl，在n点互谱z13序列中对应序号m为round(L*fl/fs)；频率上限为fh，在n点互谱z13序列中对应序号n为round(L*fh/fs)，其中round(.)表示取整。
其中k为信号带宽在互谱z13序列中对应的长度。
由于x1、x2、x3、x4是一个圆阵上不同天线侦收的同一个辐射源信号，其信号频谱带宽信息是一致的。在互谱z24序列中频率下限fl对应的序号为m，频率上限fh对应的序号为n，带宽对应序列长度为k。
步骤4：在互谱估计部分，输入的为x1、x2、x3、x4四路信号，输出的为互谱序列Φ13和Φ24。x1和x3、x2和x4的互谱结果为
G13(1:1:k)＝z13(m:1:n)，
G24(1:1:k)＝z24(m:1:n)，
计算互谱G13对应的相位序列：
计算互谱G24对应的相位序列：
其中atan(·)表示计算相应的反正切值，real(·)表示求取相应复数的实部，imag(·)表示求取相应复数的虚部。
步骤5：该步骤输入为互谱序列Φ13，输出为解缠绕序列Ψ13，x1和x3天线相位序列差分计算：
针对差分序列ΔΦ13(1)、ΔΦ13(2)、…、ΔΦ13(i)、…、ΔΦ13*k)，解缠绕后的序列第一个元素
Ψ13(1)＝ΔΦ13(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ13(i)＜-π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若：-π≤ΔΦ13(i)≤π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若：ΔΦ13(i)＞π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i＝k为止。
步骤6：该步骤输入为互谱序列Φ24，输出为解缠绕序列Ψ24，x2和x4相位序列差分计算：
针对差分序列ΔΦ24(1)、ΔΦ24(2)、…、ΔΦ24(i)、…、ΔΦ24(k)，解缠绕后的序列第一个元素
Ψ24(1)＝ΔΦ24(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ24(i)＜-π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若：-π≤ΔΦ24)i)≤π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若：ΔΦ24(i)＞π，
Ψ24)i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i＝k为止。
步骤7：假定电磁波在空气中的光速为c，基线半径为R，则最大解模糊数：
v＝4Rfh/c
则解模糊数：
-v≤w≤v
模糊数w搜索区间大小：
s＝2×w+1
该步骤输入为解缠绕序列Ψ13，输出为相位差τ13，x1和x3相位序列Ψ13进行解模糊搜索：
当s＝g时，
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg13＝argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
步骤8：该步骤输入为解缠绕序列Ψ24，输出为相位差τ24，x2和x4相位序列Ψ24进行解模糊搜索：
当s＝g时，
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg24＝argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
步骤9：针对解模糊模糊输出的τ13和τ24，计算来波方向。
其中
Tcomplex＝(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β；
实施例
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。
下面结合线性调频雷达信号，给出本发明的实施例，本实施例的测向结果如图3、图4、图5、图6所示。
辐射源参数：信号载波1GHz，调试方式为线性调频，带宽10MHz，四元阵“十”字构型，基线长度3m，天线阵与辐射源高程差500km，辐射源与测向设备相对位置关系如图2所示。
1.相位估计模块
假定天线阵元数D＝4，D个通道侦收的信号x1、x2、x3、x4依次为：
x1＝x1(1:1:2048)，
x2＝x2(1:1:2048)，
x3＝x3(1:1:2048)，
x4＝x4(1:1:2048)，
其中x(a:b:c)代表从a到c步长为b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长。
对4路信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换，即：
y1＝FFT(x1)，
y2＝FFT(x2)，
y3＝FFT(x3)，
y4＝FFT(x4)，
其中“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换。
对y1、y2、y3、y4进行互谱分析得z13、z24：
z13＝y1.*conj(y3),
z24＝y2.*conj(y4),
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘，“conj(.)”表示对元素“.”取共轭。假定侦收信号采样率为fs＝100MHz，频率下限为fl＝20MHz，在n点互谱z13序列中对应序号m＝409；频率上限为fh＝30MHz，在n点互谱z13序列中对应序号n＝614；
由于x1、x2、x3、x4是一个圆阵上不同天线侦收的同一个辐射源信号，其信号频谱带宽信息是一致的。在互谱z24序列中频率下限fl对应的序号为409，频率上限fh对应的序号为614，带宽对应序列长度为k＝206。
x1和x3、x2和x4的互谱结果为
G13(1:1:206)＝z13(409:1:614)，
G24(1:1:206)＝z24(409:1:614)，
计算互谱G13对应的相位序列：
计算互谱G24对应的相位序列：
其中atan(·)表示计算相应的反正切值，real(·)表示求取相应复数的实部，imag(·)表示求取相应复数的虚部。
在互谱估计部分，输入的为x1、x2、x3、x4四路信号，输出的为互谱序列Φ13和Φ24。
2.解缠绕模块
在解缠绕部分，x1和x3相位序列差分计算：
针对差分序列ΔΦ13(1)、ΔΦ13(2)、…、ΔΦ13(27)、…、ΔΦ13(206)，解缠绕后的序列第一个元素
Ψ13(1)＝ΔΦ13(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ13(i)＜-π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若：-π≤ΔΦ13(i)≤π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若：ΔΦ13(i)＞π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i＝206。
x2和x4相位序列差分计算：
针对差分序列ΔΦ24(1)、ΔΦ24(2)、…、ΔΦ24(27)、…、ΔΦ24(206)，解缠绕后的序列第一个元素
Ψ24(1)＝ΔΦ24(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ24(i)＜-π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若：-π≤ΔΦ24(i)≤π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若：ΔΦ24(i)＞π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i＝206。
在解缠绕模块，输入的为互谱序列Φ13和Φ24，输出的为解缠绕序列Ψ13和Ψ24。
3.解模糊模块
在解缠绕部分，最大解模糊数：
v＝40
则解模糊数：
-40≤w≤40
模糊数w搜索区间大小：
s＝81
假定1≤g≤81，x1和x3相位序列Ψ13进行解模糊搜索：
针对不同g，1-3基线其对应的解模糊曲线如图3所示，伪模糊值对应的解模糊曲线为渐变弯曲，真模糊值对应的解模糊曲线应当是最平坦的一条曲线，下面利用平坦与渐变弯曲曲线方差值不一致的原理来搜索模糊真值，解模糊序列对应的均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg13＝argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
假定1≤g≤81，x2和x4相位序列Ψ24进行解模糊搜索：
针对不同g，2-4基线其对应的解模糊曲线如图4所示，伪模糊值对应的解模糊曲线为渐变弯曲，真模糊值对应的解模糊曲线应当是最平坦的一条曲线，下面利用平坦与渐变弯曲曲线方差值不一致的原理来搜索模糊真值，解模糊序列对应的均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg24＝argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”。
对应的相位差：
均值：
在解模糊模块，输入的为解缠绕序列Ψ13和Ψ24，输出的为相位差τ13和τ24。
4.测向模块
主要是针对解模糊模糊输出的τ13和τ24，计算来波方向。
其中
Tcomplex＝(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β，辐射源与测向设备高程差500km对应的定位精度如图5所示，可以看出，采用四元阵天线即可对目标辐射源进行定位，且随着测向设备与辐射源相对距离变大，其定位精度逐渐变差。图6是对应的测角误差，随着测向设备与辐射源相对距离变大，四元阵的测向精度一致趋于变差，测向设备正下方对应的测向精度最高；
总之，本发明采用固定尺寸大基线，仅四元阵天线即可完成对非合作目标辐射源的二维瞬时测向，在不降低***测向精度的条件下，简化了测向***工程实现复杂度，具有广阔的发展空间和应用前景。

Claims (4)

1.一种大基线四元阵宽带信号测向***，其特征在于包括：相位估计模块、解缠绕模块、解模糊模块和测向模块；
相位估计模块，采用四元阵天线侦收信号，利用互谱相位差提取算法进行相位估计，得到四元阵侦收信号x1、x2、x3、x4；对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4进行快速傅里叶变换FFT，得到变换后的信号y1、y2、y3、y4，其中yt＝FFT(xt)，“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换，t＝1、2、3、4；对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24：
z13＝y1.*conj(y3)，
z24＝y2.*conj(y4)，
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘，“conj(.)”表示对元素“.”取共轭；按照信号带宽截取互谱序列z13和z24，得到G13和G24，提取互谱G13和G24相位序列差相位，得到相位差序列Φ13和Φ24
Φ13(i)＝atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)＝atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i＝1，2，…，k，k为序列长度，atan(·)表示计算相应的反正切值，real(·)表示求取相应复数的实部，imag(·)表示求取相应复数的虚部；
输出相位差序列Φ13和Φ24到解缠绕模块；
解缠绕模块，利用相位差序列Φ13和Φ24相位渐变特点，解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24，输出到解模糊模块；
解模糊模块，利用宽带信号渐变基线波长比的特点，对解缠绕后的序列Ψ13和Ψ24进行解模糊处理，得到解模糊序列τ13和τ24，输出到测向模块；
测向模块，根据τ13和τ24，利用四元阵几何构型与辐射源相对关系，计算辐射源来波方向，包括方位角α和俯仰角β，
其中
Tcomplex＝(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速，R为基线的半径，测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
2.根据权利要求1所述的大基线四元阵宽带信号测向***，其特征在于：所述解缠绕模块中，解缠绕得到解缠绕序列Ψ13和Ψ24的过程为：
对相位差序列Φ13，计算序列差分，ΔΦ13(i)＝Φ13(i)-Φ13(i-1)，其中i＝1，2，…，k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ13(1)＝ΔΦ13(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ13(i)＜-π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若：-π≤ΔΦ13(i)≤π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若：ΔΦ13(i)＞π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ13；
针对相位差序列Φ24，计算序列差分，ΔΦ24(i)＝Φ24(i)-Φ24(i-1)，其中i＝1，2，…，k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ24(1)＝ΔΦ24(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ24(i)＜-π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若：-π≤ΔΦ24(i)≤π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若：ΔΦ24(i)＞π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ24。
3.根据权利要求1所述的大基线四元阵宽带信号测向***，其特征在于：所述解模糊模块中，得到解模糊序列τ13和τ24的过程如下：
假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索：
当s＝g时，
Υ13(1)＝[Ψ13(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
Υ13(2)＝[Ψ13(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
Υ13(i)＝[Ψ13(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
Υ13(k)＝[Ψ13(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg13＝argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”；
对应的相位差：
Γ13(1)＝[Ψ13(1)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(1)
Γ13(2)＝[Ψ13(2)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(2)
Γ13(i)＝[Ψ13(i)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(i)
Γ13(k)＝[Ψ13(k)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(k)
均值：
假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索：
γ24(1)＝[Ψ24(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
γ24(2)＝[Ψ24(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
γ24(i)＝[Ψ24(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
γ24(k)＝[Ψ24(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg24＝argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”；
对应的相位差：
Γ24(1)＝[Ψ24(1)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(1)
Γ24(2)＝[Ψ24(2)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(2)
Γ24(i)＝[Ψ24(i)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(i)
Γ24(k)＝[Ψ24(k)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(k)
均值：
4.一种大基线四元阵宽带信号测向方法，其特征在于实现步骤如下：
步骤1：采用四元阵侦收信号，***包括四幅天线，四通道预处理接收机，经AD采样后天线1、2、3、4对应的采样信号分别为x1、x2、x3、x4，相位估计模块采用互谱相位差估计算法，进行相位估计，对四元阵侦收的信号x1、x2、x3、x4，对信号进行FFT(快速傅里叶变换)变换，得到y1、y2、y3、y4，其中yt＝FFT(xt)，t＝1、2、3、4，“FFT(.)”表示对元素“.”进行快速傅里叶变换；
步骤2：对y1和y3、y2和y4进行互谱分析得z13、z24：
z13＝y1.*conj(y3)，
z24＝y2.*conj(y4)，
其中“A.*B”标识表示序列A和B各个元素对应相乘，“conj(.)”表示对元素“.”取共轭；
步骤3：按照信号带宽截取互谱序列z13和z24，得到G13和G24(序列长度为k)，提取互谱G13和G24相位序列差相位，
Φ13(i)＝atan(real(G13(i))/imag(G13(i)))
Φ24(i)＝atan(real(G24(i))/imag(G24(i)))
其中i＝1，2，…，k，atan(·)表示计算相应的反正切值，real(·)表示求取相应复数的实部，imag(·)表示求取相应复数的虚部；
步骤4：针对相位差序列Φ13，计算序列差分，ΔΦ13(i)＝Φ13(i)-Φ13(i-1)，其中i＝1，2，…，k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ13(1)＝ΔΦ13(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ13(i)＜-π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)+2π
若：-π≤ΔΦ13(i)≤π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)
若：ΔΦ13(i)＞π，
Ψ13(i)＝Ψ13(i-1)+ΔΦ13(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ13；
步骤5：针对相位差序列Φ24，计算序列差分，ΔΦ24(i)＝Φ24(i)-Φ24(i-1)，其中i＝1，2，…，k，解缠绕后的序列第一个元素，
Ψ24(1)＝ΔΦ24(1)
对于第i个元素，若：ΔΦ24(i)＜-π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)+2π
若：-π≤ΔΦ24(i)≤π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)
若：ΔΦ24(i)＞π，
Ψ24(i)＝Ψ24(i-1)+ΔΦ24(i)-2π
直到i＝k，得到解缠绕序列Ψ24；
步骤6：针对相位差序列Ψ13，假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x1和x3的解缠绕序列Ψ13进行解模糊搜索：
当s＝g时，
Υ13(1)＝[Ψ13(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
Υ13(2)＝[Ψ13(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
Υ13(i)＝[Ψ13(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
Υ13(k)＝[Ψ13(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg13＝argmin(Λ13(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”；
对应的相位差：
Γ13(1)＝[Ψ13(1)/(2π)-(sg13-V-1)]/flh(1)
Γ13(2)＝[Ψ13(2)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(2)
Γ13(i)＝[Ψ13(i)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(i)
Γ13(k)＝[Ψ13(k)/(2π)-(sg13-v-1)]/flh(k)
均值：
步骤7：针对相位差序列Ψ24，假定最大解模糊数为v，解模糊数w∈[-v，v]，g为模糊数搜索数，其最大搜索区间[1，2w+1]，s为搜索序号，flh(·)为序列对应的频率值序列，对侦收信号x2和x4的解缠绕序列Ψ24进行解模糊搜索：
当s＝g时，
γ24(1)＝[Ψ24(1)/(2π)-(g-v-1)]/flh(1)
γ24(2)＝[Ψ24(2)/(2π)-(g-v-1)]/flh(2)
γ24(i)＝[Ψ24(i)/(2π)-(g-v-1)]/flh(i)
γ24(k)＝[Ψ24(k)/(2π)-(g-v-1)]/flh(k)
均值：
方差：
则解模糊最优的sg为：
sg24＝argmin(Λ24(g))
Argmin(·)表示搜索序列“·”最小的元素“·”；
对应的相位差：
Γ24(1)＝[Ψ24(1)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(1)
Γ24(2)＝[Ψ24(2)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(2)
Γ24(i)＝[Ψ24(i)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(i)
Γ24(k)＝[Ψ24(k)/(2π)-(sg24-v-1)]/flh(k)
均值：
步骤8：主要是针对步骤6和7输出的τ13和τ24，利用四元阵几何构型与辐射源相对关系，计算辐射源来波方向(包括方位角α和俯仰角β)；
其中
Tcomplex＝(Sreal+j×Simag)×exp(j×π)
c为光速，R为基线的半径，测向模块输出的为辐射源的的方位角α和俯仰角β。
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